电力变换器的控制装置的制作方法

专利名称:电力变换器的控制装置的制作方法
本发明是涉及电力变换器的控制装置，尤其是涉及既满足主电路的半导体元件的最小脉冲宽度的控制、又可改善输出波形的适用的电力变换器的控制装置。
以往的电力变换器(inverter或converter)的控制装置，人们所熟悉的是用断开或接通主电路半导体元件来进行多次的换流，并调制控制多个方形波脉冲的脉冲宽度的脉宽调制(PWM)控制方式。
其例是，如1985年电气学会全国大会论文集No.502中所述，提出了在三相电路上分别组合6个半导体元件(具有反相阻断功能的GTO晶体管或二极管和GTO晶体管的串联电路)，直流扼流圈、电容器的电流型逆变器系统。其电路构成示于图1，实现了组成简单且紧凑的系统。1是三相交流电源，2、6是抑制过电压用的电容器，3是由6个GTO组成的电流型转换器(converter)，4是直流扼流圈、5是由6个GTO构成的电流型逆变器(inverter)，7是感应电动机式的负载。
然而，该系统的优点是，输出电压以往一直谋求正弦波化，所以作为负载7，即使连接通用的电动机，也极少发生噪音，但存在的问题是，由于输出电流除非对其采取特殊方法，否则它原来就是矩形波输出，因此将发生扭距脉动。
对于这种输出电流的问题，在特开昭60-98876号公报中，提出了产生脉冲波形，以使输出成为正弦波状的方式，其效果很好。
但是，在这个众所周知的例子中有时也存在着问题。这是在必须进行频率非常低的电流输出的情况下发生的。如图2所示，为了实现逆变器的等效输出电流I，要把PWM(脉宽调制)控制的io这样的电流指令输出给某一个相，而电流I在零附近时，脉冲电流指令io的脉冲宽度应该非常狭窄。尤其是在逆变器的输出频率相当低的时候，必须在正弦波输出上，连续地输出狭小宽度的脉冲。
但是，一般来说，电力变换器3、5所采用的GTO或晶体管，有一种不得使脉冲宽度比元件额定值更狭窄的最小脉冲宽度的限制，(例如“新驱动电子学”第279页，电气书院发行)，从避免损坏元件的意义来说，约30～100微秒左右是脉冲宽度的极限值。
固此，存在的问题是，尽管电流在低频输出时，电流I应该变化，但是脉冲电流i的宽度被限制在上述的极限值上，而不能象i1所示的那样变化，故输出电流有一部分不能形成正弦波。这种现象发生在整个三相输出的零交叉点附近，由于对其他相也有影响，所以每隔60度电气角都在其傍边发生扭距震动。
以上是以逆变器输出有关的问题为例加以说明，这一点对于转换器也可以说是相同的。在这种情况下，转换器的输入电流波形每隔60度电气角就离开正弦波一次，对电源来说，是产生高次谐波电流的原因。
在上述这种使统技术中，没有考虑电力变换器组成元件的最小脉冲宽度对输出的影响，电力变换器的输入输出波形都存在问题。
又，本申请人以前曾提出过申请，即①美国顺序号为2283(电力变换器的控制方法和装置)，发明人为H.INABA等，和申请日期为1987年1月12日(提出的优先权为日本特愿昭61-2875号)，②美国连续号2199(脉宽调制控制型电力变换器的控制装置)，发明人为H.INABA等，和申请日期为1987年1月12日(提出的优先权为日本特愿昭61-2876号和特愿昭61-2877号)。但都没有谈到电力变换器元件的最小脉冲宽度对输出的影响。
本发明的目的，在于提供一种直到频率极低的范围为止的能使输入输出波形实现正弦波化的电力变换器的控制装置。
本发明的特点是，在向进行脉冲宽度控制的电力变换器(逆变器或转换器)的半导体元件，提供脉冲图形的脉冲产生装置中，当脉冲宽度比限制值小的时候，具有为使上述脉冲图形(pattern)成为规定函数而间掉脉冲的功能。
由于根据规定条件，对给于电力变换器的半导体元件的脉冲图形进行疏间，因此电力变换器的输入输出波形可成为正弦波，而且电力变换器的输入输出，不再受上述半导体元件最小脉冲宽度这一限制的影响。
图1表示以往的电流型逆变器系统。图2是用于说明传统技术上存在的问题的波形图。图3是表示本发明的电力变换器控制装置的一实施例的整体结构图。图4是表示事件算出处理的一实施例的流程图。图5是表示事件设定处理的一实施例的流程图。图6是起动定时的说明图。图7是表示模式选择处理的实施例的流程图。图8是模式说明图。图9是时间设定处理的说明图。图10是表示信号波形例子的说明图。图11是表示事件设定处理的详细实施例的流程图。图12是表示图5的实施例的详细流程图。图13是表示相位θT进入O≤θT＜60度范围内时图5的实施例的详细流程图。图14和图15是分别表示在综合相位θT＜30度、θT≥30度范围内的例子的波形图。图16表示相位θT靠近电气角60度时的脉冲图形。图17表示在各模式中间附近的电力变换元件的点弧顺序的实施例。图18是有关本发明的其他实施例，表示模式重叠的系统的电力变换元件的点弧顺序。图19是有关其他实施例，模拟地表示电气角零度附近的电流状态。图20是有关其他实施例，表示模式变化时的脉冲图形。
以上通过本发明的实施例。
图3是表示本发明的电力变换器控制装置的实施例的整体结构图。在图3中，1是三相交流电源，2是过电压抑制用的电容器，3是电流型转换器。31～36是构成其主开关元件的晶体管，4是直流扼流圈，5是电流型逆变器。51～56构成它的主开关元件的晶体管，6是过电压抑制用的电容器，7是作为负载的一例而表示的感应电动机，8是直流电流检测器，9是比较一次电流指令i＊1和反馈值i1的比较器，10、11是用于向晶体管31～36、51～56提供脉冲图形(控制信号)的单片微机(这些单片微机10和11是采用相同硬件结构，因此对它们的详细说明，主要是以微机10为例的)。
12是提供送给转换器控制系统的一次电流指令i＊1的端子，13、14是提供送给逆变器控制系统的频率指令ω＊1和相位指令θ＊的端子，15是用于输入电源同步信号的信号线。
单片微机10是由以下各部分组成的，即内部指令的输入端口101、内部总线102、存放程序和脉冲宽度数据表等的只读存贮器ROM103、用作暂存器或寄存器的随机存取存贮器RAM104、执行运算等的运算器ALU105、为了向输出端口106输出由规定脉冲图形(事件)所构成的控制信号而进行必要的事件设定的事件设定寄存器107、进行何时启动该事件的时间设定的时间设定寄存器108、连接和保持这两个设定寄存器107、108内容的保持寄存器109、依次地将该保持寄存器109设定的几组设定数据循环存放的相联存储器110、输出实际时间的定时器111、比较该定时器111的时间和相联存储器110内的设定时间内容、并在它们一致时产生输出的比较器112、接受来自该比较器112的触发并把设定的事件输出给输出端口106且加以控制的执行控制器113等。
下面说明该实施例的动作。首先以逆变器控制的情况为例加以说明。
图4是用来求出决定在输出端口106发生的事件、即求出用以决定脉冲图形的数据的事件算出处理程序F1000的简单流程图。首先，在F1100上从输入端口101读出频率指令ω＊1、相位指令θ＊。当然，该ω＊1和θ＊在单片微机10内部计算时，不需要通过该F1100的口读出。然后，以每一定时间△t1对该频率指令ω＊1进行积分，再与相位指令θ＊相加，由处理F1200求出综合相位θT。其次，再通过在F1300的处理求出在将电气角360度按60度分割后的6种模式中，在这一次求出的综合相位θT上应输出哪个模式的脉冲图形、即求出根据综合相位θT所确定的输出事件。另外，综合相位θT和6种模式的关系，在本文后面部分加以详细说明。最后，通过F1400进行如下处理，即参照综合相位的数据表，求出在中断间隔△t1期间使脉冲图形发生变化为止所需的时间tE1n、tE2n。通过这一处理，即可求出两个寄存器107和108上设定的事件内容和事件变化时间这两项内容。
图5表示把由此求出的两项内容设定在输出口控制用相联存储器110上的事件设定处理F2000的简单流程图。根据事件算出处理，已确定了该次规定区间△t1期间应该消、点弧的晶体管及其时间。但是，如将该数据直接向上述相联存储器110调度，就会出现主晶体管的接通脉冲宽度和断开脉冲宽度不能满足元件额定值的情况。因此，在该事件设定处理2000中，首先用F2100检查脉冲宽度数据、对无需进行间掉脉冲控制的时候，就执行将事件算出处理F1000求出的应消、点弧的晶体管信息和时间设定在相联存储器110上的一般调度(schedule)处理F2200。
相反，脉冲宽度比限制值极限小的时候，在F2300重新计算脉冲宽度数据，同时还需重新确定应该消、点弧的晶体管，根据重新确定后的数据，向相联存储器调度，以结束该次的△t1区间用的处理。另外，本文后部分将对事件设定处理F2000的流程图进行详尽说明，并将重点说明间掉脉冲的算法。下面先说明一般调度处理F2200。
图6表示两个处理F1000和F2000以怎样的时间过程起动。
事件设定处理F2000与每隔△t1所发生的定时中断同步起动。另一方面，事件算出处理F1000，是根据先于定时中断而产生的第2定时中断来起动，并且在F2000起动之前结束事件算出处理。其所以在事件设定处理F2000之临前使事件算出处理F1000结束，是因为设法使F2000能采用最新数据的缘故。当然，在允许采用定时中断间隔的时滞元件时，F1000可以接在F2000之后进行。在这种情况下，中断判定所需要的时间较短，因此，可以把中断间隔△t1设定得短些，使变换器能达到高频化。
根据该实施例，如果结束规定事件和时间的设定，则微机10中的相联存储器100将接受输出口控制，所以主处理器脱离输出处理。
这样，每隔一规定时间△t1起动两个任务，因此，间掉脉冲的控制也等于每隔△t1执行一次。下面用图7说明处理F1300的脉冲图形的确定。在该实施例中的逆变器控制的情况下，设法做到每隔电气角60度使脉冲图形变化，从而使以360度为一巡回的6组模式反复出现。因此做到了根据综合相位θT来选择以60度为区间的6组模式M1～M6。图7就是它的流程图。当相位θT超出零度～360度以外的领域时，就在F1300的开头，先进行对360度的加减运算而使θ回到范围以内的范围检查。
图8表示，在模式M1～M6的各个情况下，使其在△t1期间一直点弧的晶体管、在第一事件发生前点弧然后消弧的晶体管、在第二事件发生前点弧再消弧的晶体管、以及在第二事件发生后点弧的晶体管的组合情况。因此，若知道相位θT，就等于得到模式，而且能够确定应该消、点弧的晶体管。这时(F1300处理结束之时)尚不知道的只是在什么时候进行消、点弧而已。
在这里即意味着，对于点弧，例如在事件设定时在寄存器上设定“1”，对于消弧则设定“0”那样对各自的晶体管进行输出指定。
图9中，说明求出使事件变化的时间的处理(图4的F1400)。
因为总结性的讲，就是最好得到近似于正弦波输出的波形，因此，在该实施例中，就采用了根据相位θT，按照与sin θT有120度相位移的sin(θT-120度)、sin(θT-240度)的波峰值之比来分配中断间隔△t1的方法。就是说，把第1和第2事件发生(使脉冲图形变化)之前的时间tE1n、tE2n作为相位θ的函数，用下式求出，先制成表格，再用相位θT进行检索。
tE1n＝△t1·sin(θT-240度)，tE2n＝tE1n+△t1·sinθT……(1)该实施例表示电流型逆变器的例子，因此其优点是，逆变器仅仅作为使波形成为正弦波用的开关而动作，所以无需制成数据表。在用于电压型逆变器时，需要在表格检索之后有必要进行包括振幅等在内的数据加工。
图10表示动作模式和加给晶体管51～56的口输出信号S51～S56的一个例子。
模式中电气角方面出现的偏移，是因为定时中断间隔△t1对于频率指令ω＊1不同步而产生的。为要消灭这种现象，必须进行控制，根据ω＊1使△t1可变。
图11表示，以该图模式1的开始部分为例，使事件设定处理具体化的流程图。如上所述，图5的F2200，用环形组成方式作了简单说明，但是实际上的处理是如图11所示，串联地经过数个步骤的处理。
图11的流程图，表示从图10的时间t0到t0+△t1为止的1个定时中断期间的事件设定处理。首先当在时间t0上发生中断时，为了能向在F2410的模式1中一直点弧的晶体管55(参见图8)和只在第1事件发生之前点弧的晶体管53，立即传送点弧信号，则在F2410，就各个晶体管分别进行事件设定和时间设定的两组设定。即进行事件设定，以使与晶体管55和53对应的口3和5上产生“1”，然后，作为时间设定，把规定时间td加在现在的时间to上，设定于规定的寄存器内。这时，因为会立刻点弧，所以作为此时的时间td，应该尽量选择较小值。这样，把事件和时间置于相联存储器110中，接着，经过td之后，就等于有计划地把“1”信号输出给晶体管55和53。
在此，付加有规定时间td的理由如下，即把事件置于相联存储器后，一直到被读出为止，必然要经过一些时间。因此，不增加该时间td仅将现在时间to置入，是不可能在比较器112上获得一致，从而也不可能把该事件送给输出口106的。
设想在F2420上相位指令θ＊突然变化等的模式可能与前一次不同，而进行在这种模式下应该处于消弧状态的晶体管的消弧确认处理。处理是采用与F2410相同的相联存储器110，但是由于在这里事件是属于消弧的，故应进行事件设定以使口1、2、4、6上产生“0”。
在F2430进行晶体管53在时间to+tE1n上消弧的这种调度处理。事件是向口3输出“0”，时间是置入to+tE1n。假如td是某种程度的较大值，则此时等于在同一定时中断内，间断地把几个事件向1个输出口调度。
在F2440中，进行晶体管51的点弧调度设定，以取代晶体管53的消弧。
在此，把晶体管53的消弧和晶体管51和点弧设定为同一时间，但是为了避免过电压，在电流型逆变器上使“1”期间重叠，而在电压型逆变器上因为形成非重叠期间，也可以考虑在F2430和F2440上改变tE1n的时间。
然后继续进行在第2事件发生点t1+tE2n上晶体管51消弧的调度(F2450)、晶体管52点弧的调度(F2460)。
象这样算出相位θT，根据该θT来确定应该消弧的晶体管，再依据相位θT确定消、点弧的时间，最后每隔规定时间△t1进行一次使应该消、点弧的晶体管及其时间成对地编排调度的处理。
下面就本发明的重点即图5示出的事件设定处理F2000进行说明。
图12表示图5的详细流程图。与图11相同，以相位θT处于0≤θT＜60度范围内的情况为例，用图13加以说明。首先在图13中的E2001判定综合相位θT是在60度区间的前半部分或后半部分。若0≤θT＜30度，则具有必须执行间掉脉冲的可能性的晶体管不是53，而是51。然后，在E2002把(tE2n-tE1n)、即晶体管51接通的时间与限制值极限相比较。如果(tE2n-tE1n)≥极限值，则在该△t1区间可以不间掉脉冲，因此可以执行图11说明的一般调度E2003～E2005。
在处理E2002上判定为(tE2n-tE1n)＜极限值时，在E2006对(tE2n-tE1n+残差)和极限值进行比较。这里所说的残差，就是指到前一次△t1期间为止产生的极限值以下的脉冲宽度累计值。
若在处理E2006上(tE2n-tE1n+残差)＞极限值，则等于达到了能把极限值以下的脉冲宽度累计值作为点弧脉冲加给晶体管的脉冲宽度，所以，首先在处理E2007上重新把残差必写成(tE2n-tE1n+残差-极限值)，在E2008上把图9已求出的tE1n值改写成(tE2n-极限值)，确保极限值部分的时间作为tE2n，然后执行E2003～E2005的调度。在处理E2006上，当(tE2n-tE1n+残差)＞极限值时，就必须间掉送给晶体管51的脉冲。因此，使晶体管53点弧之后，选择并非一般调度途径E2003～E2005的途径以使晶体管52而不是51点弧。首先在E2009上形成新的残差，执行处理E2010，然后马上使晶体管53、55点弧，并且把其他的晶体管全部消弧。接着，在处理E2001上，进行不让晶体管51点弧、并把晶体管53的消弧推迟到晶体管52点弧为止的调度。推迟消弧的方法，是通过把事前求出的tE1n值改写成tE2n来实现的。
在判定E2001上，若θT≥30度，就有可能必须对送给晶体管53的脉冲输出进行疏间。在判定E2012上，如果不是tE1n＜极限值，则加给晶体管53的脉冲宽度是足够的，所以选择处理E2003～E2005的产生一般脉冲的调度。
如果tE1n＜极限值，那么就在下一判定E2013上对(tE1n+残差)和极限值进行比较。若(tE1n+残差)≥极限值，则累计的脉冲超过极限值以上，所以可以实现极限宽度的脉冲输出。因此，在处理E2014上进行残差的更新，把处理E2015上已经计算的tE1n值改写成极限值，然后进行E2003～E2005的调度。
在判定E2013上，当(tE1n+残差)＜极限值时，就必须间掉送给晶体管53的脉冲输出。在处理E2016上更新残差，然后在处理E2017上设立对晶体管55和51马上点弧的调度，并且使其他晶体管均消弧。所以就等于间掉了送给晶体管53的脉冲。最后在处理E2018上安排晶体管51的消弧定时和晶体管52的点弧定时，以结束处理。
就是说，通过处理E2003～E2005的4个途径中，途径1E2001→E2002→E2003→E2004→E2005，途径2E2001→E2012→E2003→E2004→E2005，是和间掉脉冲完全无关的一般调度;而途径3E2001→E2002→E2006→E2007→E2008→E2003→E2004→E2005，途径4E2001→E2012→E2013→E2014→E2015→E2003→E2004→E2005，是通过对时间数据tE1n进行改写的一般调度。
另外，途径5E2001→E2002→E2006→E2009→E2010→E2011，和途径6E2001→E2012→E2013→E2016→E2017→E2018，这两个途径是间掉脉冲的路线。
图14表示综合相位θT＜30度范围的例子，图15表示θT≥30度范围的例子。两个图都表示，(a)是不考虑晶体管最小脉冲宽度而产生脉冲的理想场合，(b)是到前一次为止的脉冲累计值超过限制值极限而产生综合脉冲的场合，(c)是到前一次为止的脉冲累计值因尚未达到限制值不能产生综合脉冲而间掉脉冲的场合下的图形例。
图14中，(a)相当于途径1，(b)相当于途径3，(c)相当于途径5;在图15中，(a)相当于途径2，(b)相当于途径4，(c)相当于途径6。
图16表示相位θT是靠近电气角60度的脉冲图形例。很清楚，送给晶体管53的脉冲越接近60度则被间掉的越多，并在维持最小脉冲宽度限制的同时，实现了正弦波。在该图中，A的范围相当于执行了途径2，B的范围相当于执行了途径4，其他部分相当于执行了途径6。
这里，以相位θT处于0～60度的区间为例，通过图11和图13进行了说明，但是，θT处于其他范围内时，象图8所示的那样，必须根据θT值，变换应该消、点弧的晶体管，这是不言而喻的。因此，象图13示出的事件设定处理E2000那样的处理，还有其他5种(图12的E2100、E2200、E2300、E2400、E2500)。即，如图17所示，在改换模式的附近(图中用箭头表示)间掉脉冲。另外，图中的◎～③表示不间掉脉冲的范围内(模式的中间附近)的晶体管点弧顺序。即，◎是经常点弧的，①是点弧到第1事件发生为止的，②是从发生第1事件点弧到发生第2事件为止的，③是从发生第2事件点弧到发生第3事件为止的。
根据本发明的实施例，可以在不受采用逆变器输出的电力变换元件的最小脉冲宽度的限制下，到频率极低的范围为止得到正弦波。因此，如果在电流型逆变器上采用本发明实施例，将发挥直接大幅度降低负载即感应电动机7的扭距震动的效果，即使用于电压型逆变器，也具有降低扭距震动的效果。
图18～图20表示本发明的其他实施例。在图17的例子中，明确地按照每个电气角60度变换模式，并在该模式两端使脉冲疏间动作。
另外，在图18的例子中，是对模式重叠的系统(例如，在模式M1和模式M2变换期间，存在着两模式混合的模式M12)，采用疏间。因此，脉冲疏间是在该图(图18)中箭头表示的附近动作。
图19模拟表示电气角零度附近的电流状态。即，模式M6动作到A附近，移向模式61，当达到B附近时，则模式M6一侧的被固定为最小脉冲宽度的脉冲，在间掉脉冲时被输出，当脉冲宽度的累计值达到限制值时(不间掉脉冲时)，模式M1动作(输出模式1中被固定为最小脉冲宽度的脉冲)。因此，从B起，越接近时间“0”，累计值达到限制值的间隔就越短，模式1的发生次数增多，在时间“0”上模式1和模式M6的发生比率相等。
相反，若超过时间“0”，则与前面相反，疏间的对象变成模式M6。就是说，脉冲宽度的累计值在达到限制值以前(间掉脉冲的状态)，脉冲宽度被固定在最小脉冲宽度的模式M1被输出，当累计值达到限制值时(不间掉脉冲的状态)，输出脉冲宽度被固定在最小脉冲宽度的模式M6。
图20表示从模式1移向模式M2时，用该方法发生的脉冲图形。这时，作为逆变器的频率指令，表示了6Hz的结果，所以模式1和模式M2混合的时间较短。
从原理上讲，该方式具有能把输出顺利地控制到穿过零时极性相反的效果。
另一效果是，如果把本发明用于转换器，则相反，在交流一侧，即电源一侧的波形基本上完全实现了正弦波化，所以能够实现高次谐波电源不会流到进相电容器等外部设备上的干净的交直流变换器。
上述的实施例，表示了把sin函数用于计算脉冲宽度数据值tE1n、tE2n的例子，在这种情况下，计算残差时只通过累计就能实现正弦波脉冲疏间。
另外一种方法是，通过比较三角波形的载波和由直线调制的调制波，求出脉冲宽度数据tE1n、tE2n。在这种方法中采用本实施例的脉冲疏间，计算残差时如果不是单纯的累计，而进行加权累计，就能得到输出的正弦波化。
如上所述，根据本发明，在脉冲产生上能够等效地避免电力变换用元件的最小脉冲宽度的影响，因此能到频率极低的范围为止，使电力变换器的输入输出成为正弦波。
权利要求
1.一种电力变换器的控制装置，其特征在于在具备由多个主电路半导体元件组成的电力变换器和把脉冲图形送给该电力变换器的半导体元体的脉冲产生装置中，该脉冲产生装置具有当脉冲宽度比限制值小时，间掉脉冲使上述脉冲图形成为规定函数的功能。
2.根据权利要求
1所述的控制装置，其特征在于上述函数表示为正弦曲线。
3.根据权利要求
1所述的控制装置，其特征在于上述函数是一次函数。
4.根据权利要求
1所述的控制装置，其特征在于上述脉冲宽度的限制值是上述主电路半导体元件的最小脉冲宽度。
5.根据权利要求
1所述的控制装置，其特征在于上述电力变换器是逆变装置。
6.根据权利要求
1所述的控制装置，其特征在于上述电力变换器是转换装置。
7.根据权利要求
1所述的控制装置，其特征在于上述脉冲产生器具备有预先依次调度产生上述脉冲图形的时间的相联存储器，输出实际时间的定时器，以及比较实际时间和脉冲图形的时间、读出与时间对应的脉冲图形，并送给电力变换器的半导体元件的装置。
8.根据权利要求
1所述的控制装置，其特征在于上述脉冲产生装置的组成是每隔规定的电气角区分模式并反复进行以提供脉冲图形。
9.一种电力变换器的控制装置，其特征在于在具有由多个主电路半导体元件组成的电力变换器，和每隔规定的电气角，区分模式并向该电力变换器的半导体元件提供脉冲图形的脉冲产生装置中，脉冲产生装置具有在脉冲宽度比限制值小时间掉脉冲使上述脉冲图形成为规定函数的功能，以及在脉冲宽度比限制值小时使上述模式重叠，以提供脉冲图形的功能。
专利摘要
为进行脉冲宽度控制的电力变换器(逆变器或转换器)的半导体元件提供脉冲图形的脉冲产生装置(由微机等组成)，具有在脉冲宽度比限制值小时，间掉脉冲以使脉冲图形成为规定函数的功能。
文档编号H02M5/45GK87107172SQ87107172
公开日1988年5月4日 申请日期1987年10月24日
发明者稻∴博美, 岛清哉, 安藤武喜, 黑沢俊明, 三井宣夫 申请人:株式会社日立制作所导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan