具有多种操作模式的控制电路的方法和装置的制作方法

专利名称：具有多种操作模式的控制电路的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及控制电路，更特别地，本发明涉及用于实现多种操作模 式的功率变换器的控制电路。 背景M
功率变换器控制电路可用于多种目的和应用。由于节能功率变换器解决方 案的絲需要的不断增加，为符合这些需要的控制器电路功能性的需求也在不 断增加。此外，大部分功率变换器应用具有成本指标。就形鹏成电路的一部 分的控制电路而言，内部安装有集成电路的封装将显著地增加控制电路的成 本。控制电路j顿的管脚鋼子的数目影响至瞧成电路封装的成本。因此期望 一种位于封装内的控制电路以实施能够达到节能指标的控制模式，同时具有低 管脚数以满足功率变换器应用的^指标。
节能功率变换器典型使用开关功率变换器配置，其中开关被耦合到控制电 路和一能量传输元件。该能量传输元件可以为例如逆向变换器或正向变换器的
功率变换器内的，器或为其它功率变换器配置如buck， Cuk或SEPIC变换 器内的单一电感。该控制电路控制开关的切换以调节由能量传输元州专输的电 能以及传送到功率变换器的输出端的功率。
许多功率变换器控制方式实施两种或更多的控伟赎式。典型地，一种操作 控律帳式被应用于额定负载状态，其它模式被应用于轻负载，备用或无负载状 态。被用于轻负载，备用和无负载状态的一种典型的操作控伟鹏式被称作周期 頃歐^E冲串式控制。这些控制模式典型M31在功率被传超i助率变换器的 输出端的周期和传送到功率变换器的输出端的功率实质上为0的周期之间交替 以维持功率变换器的一个输出参数的调节。在这种控制模式的类型里，传送到 功率变换器的输出端的功率实质上为0的周期的时间被调节以维持输出参数， 典型地为出现在功率变换器的输出端的输出电压。由于传送至U功率变换器的输 出端的功率实质上为0的周期ffl31暂停耦合至脂遣传输元件的开关的切换而获 得，这些控制模式提高了功率变换器的效率并因此减少了功率变换器的能量损
耗。在切换被暂停的周期内与开关的切换相关联的开关损耗因此被消除。
该操作的脉冲串式或周期瑕歐模式适舒轻负载，备用或无负载状态。然 而，新兴的节能标准需要在一个宽范围的负载状态下取得严格的功率变换器效 率目标。在高负载状态下上述周期蹈^夭模式和脉冲串式控制方案是低效的，因 为它们易于导致功率变换器的不稳定性，功率变换器输出电压的纹波和潜在的 声波噪声的增加。
因此，在髙负载状态下脉冲宽度调制(PWM)控制或占空比控制方案更 为合适。出于公开的目的，该PWM或占空比控制方案被定义成不需要周期跳 跃就可调节传输到功率变换器的输出端的功率的方案。该控制方，过采用控 制各种其它参数以调节传送到电源输出端的功率而避免了跳跃切换周期的需 要。例如，电压模式控制釆用一固定开关频率和在旨切换周期内变化开关的 导通时间。该开关频率为开关的一个切换循环周期的倒数。开关导通时间和切 衡盾环的旨周期的比率被称作占空比。
其它的常规控制方案为电流模式控制，采用一固定开关频率和变化一在开 关导通时 开关的电流的电流限制阈值。通过调节电流限制阈值，齡循环 的能量被调节且传送到功率变换器输出端的功率被依次调节。
然而PWM或占空比控制方案的其它例子为固定导通时间而变化关断时 间。虽然该控制方案的变化的关断时间使得切换循环时间产生变化，但该控制 方案依然符合前鹏作的PWM或占空比控制模式的定义，该切^f盾环时间周 期为从一个切换循环到下一个切换循环逐渐变化以调节传送功率且没有跳跃周 期。
还有其它的控制方案如固定关断时间而变化导通时间，谐振模式和准谐振 模式都调节传送到功率变换器的输出端的功率而没有跑歐周期，而^3I31变化 与切换循环周期成比例的开关导通时间脉冲宽度来代替。再次，该开关导通时 间与切树盾环周期成比例被称作占空比。
各种情形下，对于本公开而言，虽然控制方案可导致在大量的切换循环内 的切换周期的改变，但是它们都符合占空比控制操作模式的定义，它们都没有 蹈跃周期而且该切换循环时间周期在多个循环内逐渐改变以调节传送功率。因 此，对于本公开而言，该fflil变化开关导通时间与切换循环时间周期成比例来 调节传送功率而没有周期瑕歐的各种控制方案被称作占空比控帝臊作模式。可
以知晓对于这些操倘莫式的替代描述可以为PWM操作模式。
实现多种占空比控制操俏莫式的一个关键挑战在于确保在操作模式之间的 平滑转换。该模式之间的转换一般引入在功率变换器的控制环增益上的一些变 化或不连续性，因为每个占空比控制操作模式依据功率变换器的操作状态在控 制环增益上具有不同的特征。已知的方案中在占空比控制操作模式之间转换时 采用滞后以确保在从一种控制模式到另一种控制模式的转换时控制环增益内的 任何改变不会导致控制环的不稳定性，该不稳定性潜在地导致模式之间的振 荡，该振荡可增加功率变换器的输出电压纹波，噪声和甚至损坏功率变换器内 的某些组件。
实现多种占空比控制操作模式的另一个关鄉〖战在于维持一^H氏成本的方 案。该控制电路应当需要最小数目的端子以实现多种操作模式。已知的实施多 种占空比控制操作模式的解决方案采用了附加端子以在从一种占空比控制模式 到另一种占空比控娜莫式的转换时检测负载状态。该端子被耦合到功率变换器 的能量传输元件的附加绕组上以在随输出负载变化的每个切换循环内检测能量
传送周期。该实施执行了一种底部探测(BD)方案以在附加的能量传输元件 绕组上的一个电压到一低电压电平时检测，该表明了在该切换循环内到功率变 换器输出端的能量传送完成。
因此期望具有一种控制电路通过实施多种占空比控制模式以在一宽负载范 围内保持高功率变换器效率，同时采用低成本封装以保劍氐成本功率变换器设 计。


本发明非限制性的和非穷举性的实施例参考附图被予以描述，其中除非另 外强调，在各个视图中，相同的数字涉及相同的部分。
图1为根据本发明的教导一股性地描述了一示例性的功率变换器的框图， 该功率变换器采用了具有多种操作模式的控制电路。
图2为根据本发明的教导一般性地图示了一示例性的具有多种操作模式 的控制电路的控制波形。
图3为根据本发明的教导一般性地图示了一示例性的具有多种操作模式的 控制电路在不同的操作模式下的电流波形。
图4为根据本发明的教导一股性地描述了另一示例性的功率变换器的框
亂该功率变换器細了具有多种操倘莫式的控制电路。
图5为根据本发明的教导一般性地图示了另一示例性的具有多种操作模 式的控制电路的控制波形。
图6A为根据本发明的教导一般性地描述了用于一示例性的具有多种操作 模式的控制电路的示例性的振荡电路。
图6B为根据本发明的教导一般性地图示了一示例性的具有多种操悄莫式
的控制电路的示例性的波形。
图7为根据本发明的教导一般性地描述了实施多种操作模式的一控制电路 的一部分。
具体实施例方式
公开了实施一具有多种操作模式的控制电路的方法和装置。在下述描述 中，多个具体的细节被记载以利于对本发明的彻底的理解。然而，很显然，对 于本领域技术人员而言，这些具体的细节对于实践本发明而言并不是必须要采 用的。在其它的例子中，己知的材料或方法没有详细描述以避免使本发明不清楚。
贯穿整个说明书，"一个实施例"意味结合实施例相关联的具体特征，结 构或特点被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，在本说明书中各个地方 出现的词组"在一个实施例中"并不必须都参见同一实施例。进一步，该特别 的特征，结构或特点可在一个或多个实施例中以任何合适的组合和/或子组合被 组合。此外，可以理解在雌供的附图是为了向本领域駄人员的解释，这些 附图也没有必要按照比例^!J。
下面将描述根据本发明的教导的具有多种操作模式的控制电路。本发明的 示例包括用于制成具有多种操作模式的控制电路的方法和驢。
图1根据本发明的教导一般性地图示了功率变换器100的框图，该功率变 换器100包括具有多种占空比控制操作模式的控制电路。在一个示例中，功率 变换器100为逆向变换器。必须注意的是，根据本发明的教导，在其它的示例 中，功率变换器100也可以为任何一种功率变换器装置如正向变换器或buck 变换器和可以为隔离的或非隔离的变换器。
如图所示，控制电路102被耦合到开关103，该开关的一个示例为MOSFET 半导体开关。开关103被丰給至悄遣传输元件106，该育遣传输元件106通过
整流桥114被耦合到交流输入电压101，在一个示例中，控制电路102和开关 103形成了集成电路104的一部分，该集成电路104可以被加工成如混合或单 片集成电路。控制电路102被耦合以接收反馈信号109,该反馈信号在一个示 例中为电流信号，但同时根据本发明的教导也可以为电压信号。
在一个示例中，控制电路102被耦合以调节传送到功率变换器100的功率 变换器输出端115的功率。在一个示例中，被调节的具働出参数为DC输出 电压107，但在不同的装置中可以为流入输出端115的输出电流。在一个示例 中，根据反馈组件lll， 116和112两端的输出电压107而产生反馈信号109。 在一个示例中，控制电路102也4顿反馈终端105以JH^工作功率到控制电路 102。电容器118掛共低阻抗源以存储用于给控制电路102供电的育罎。然而， 根据本发明的教导，在其它的实施例中，也同样可以使用分离反馈和电源终端 的控制电路。
在该示例中，控制电路102作为控制环的一部分被包括，该控制环也包括 幵关103,育疆传输元件106，输出i^波器113，齐纳二极管lll，电阻器116， 光电耦合器112和电容器118。在一个示例中，该包括上述列出的组件的控制 环具有增益特性,该增益特性响应反馈信号109以控制到功率变换器输出端115 的功率传送。虽然控制环内所有的组件均影响控制环增益，但在所有状态下控 律杯的稳定性取决于控制滕102对反馈信号109的响应。
在一示例中，在控审鹏占空比控律鹏式工作时，控库幡102内的振荡器 决定了开关103的一个切换循环周期，该振荡器将在下面参考图6中被详细描 述。在一示例中，控制电路102也被耦合以接收响应于^A开关103的电流108 的信号120。在图1的示例中，信号120 ^开关103两端的电压119，虽然 在其它示例中使用一，合导3I^31开关103的电流108的电阻器以产生该信 号。
如图所示，控制电路102同样耦合到电阻器121，在一个示例中，该电阻 器设定了一个电流P蹄蜩值电平。如果駄开关103的电流108超出了该阈值 电平，开关103被控制电路102关闭。在一个示例中，一可选的电阻器123被 耦合在节点125和DC母线124之间。该电阻皿节点125产生一信号，该信 号随AC输入电压101的变化而变化，该信号调整上述电流限制阈值电平。该 特征在需要操作大范围输入电压的功率变换器的应用中非常实用，因为改变电
流限制阈值电平有助于维持度定最大功率变换器输出功轉量，而不受输入电 压的影响。
图2 —般性的图示了在控制电路102的一示例中响应反馈信号109的控 帝將性200。特性201示出了控制电路占空比204对反馈信号209的响应。出 于描述的目的，该反馈信号209被认为是电流信号。在区域212，控律'勝102 不响应反馈信号209。对于功率变换器100，该操作区,及当功率变换器没 有调节传超lj功率变换器输出端的功率的启动或故障状态，但是，在该示例中， 功率变换器在最大占空比217、 100%峰值开关电流216和100%振荡频率218 处工作。在其它示例中，在区域212，该功率变换器可以在最大占空比217或 100%峰值开关电流216和100%振荡频率218处工作。
然而，在反馈信号值Icl 207，占空比201开始被调节和在一个示例中， 该峰值开关电流202也减少。在其它示例中，受功率变换器设计和输入电压的 影响，该峰值开关电流可在反馈信号209的一个不同值时开始被调节。然而， 在此处于描述的目的，占空比和峰值开关电流被假定在反馈信号大于Icl 207 时均參、。
在反馈信号值Icl 207，该控制器iaX第一占空比控糊莫式219。在一个示 例中，其是电压控制模式，其中禾,固定开关频率来调节开关103的导通时间， 处于描述的目的，该开关频率同样为控帝藤102内的振荡器的振荡频率，如特 性曲线图203所示。在一示例中，在第一占空比控制模式219区域中振荡器可 采用频率波动，该区域内开关频率被调制成平均值大致为100% 218。在示例 中，频率波动为减少由功率变换器100产生的电磁干扰(EMI)的一项技术。
如图2所示，当反馈信号209达到值Ic2 208时，峰值开关电流205的幅 值达到阈值。在一个示例中，该峰值开关电流阈值为值100%216的55% 222。 在其它示例中，该阈值222可以为值100%216的任意百分比。在其它示例中， 该作为值100%216的百分比的值222也可以响应于功率变换器100的操作状 态而变化。例如，图1中流经电阻器122的电流可以按照AC输入电压101的 数值而变化。该信号可以被控库幡102使用以按照AC输入电压101的数值而 改变作为100%216的百分比的值222。因此，根据本发明的教导，该阈值222 可以响应于AC输入电压lOl的幅值。在其它的示例中，图l中位于F终端130 的电压决定了控制器102的100%开关频率218。在F终端130的电压能被控
制藤102 4顿以按照100%开关频率218改变作为100%216的百分比的值222。 因此，根据本发明的教导，在第一占空比控制模式219下，该阈值222可响应 于控制电路102的开关频率。
如示例的图示，在反馈信号值Ic2 208，控制电路102在第一占空比控制 模式219和第二占空比控审Jt莫式220之间转换。在一个示例中，第二占空比控 律帳式220为固定电流限制，可变的切衡盾环时间控細莫式，其中控制电路102 调节峰值开关电流至一固定值，同时当反馈信号209增加以调节传送到功率变 换器100的输出端115的功率时调制开关频率206低于100%值218。在一个 示例中，M改变开关103的关断时间予而改变开关频率206。因此，根据本 发明的教导，控制电路102实施第一和第二占空比控娜莫式以调节传逛'j功率 变换器100的输出端115的功率。
如示例所图示，当反馈信号209达到值Ic3 210时，该开关频率206达到 一阈值。在一个示例中，开关频率阈值224为100%218值的20%。因此，在 反馈信号209为值Ic3 210时，根据本发明的教导，控制电路102在第二占空 比控制模式220和第三占空比控库赎式221之间转换。在一个示例中，第三占 空比控制模式221为电压控制模式，但可以为樹可上述占空比控制模式之一， 其中控制电路102调节开关103的导通时间与旨切^t盾环时间周期成比例。
在一个示例中，20%频率阈值224正好高于音频范围如20kHz至30kHz。 此时，开关频率206不再M^以M^产4M著的音频噪声的风险。相反，峰值 电流205被减少，其减少了能量传输元件中的峰值通量密度。在接下来的轻负 载状态213中，当峰值通量密度已经iim方式M^至綱如峰值电流的25% 223，功率变换器可以使用脉冲串模式或周期跳跃模式在音频范围内操作而不 产生显著的音频噪声。控制电路102因此根据本发明的教导实现了第一，第二 和第三占空比控鹏莫式以调节传送到功率变换器100的输出端115的功率。
在一个示例中，当反馈信号209达到值Ic4 211时，控制电路102可又转 换到下一个的操作模式。由于开关频率和峰值开关电流都从100%值大幅度减 少，此时可能为非常轻的负载状态213。因此在反馈信号大于值Ic4 211时操作 模式可以为脉沖串模式或周期瑕歐模式，而不是占空比控制模式。
在第一 219和第三221占空比控制区域内的峰值开关电流205减少的斜率 不必须为如图2中所示的示例中所图示的线性。例如，如果流经开关103的电
流在第一占空比控制模式219期间从连续模式转换到不基续模式时，逸斜 改变，因为峰值开关电流205和开关占空比204之间的关系在连续和不连续操 作模式之间变化。此外，在第一219和第三221占空比控第U区域的峰值开关电 流205 M^的斜率将繊于功率变换器100的输入电压101值而变化。
图3为根据本发明的教导一般性地图示了一示例性的具有多种操作模式的 控制电路的不同操作模式的电流波形。例如，图3中图示了开关103的电流108 为波形308以进一步解释id述描述。必须注意所示不ii^卖电流波形仅仅为解释 目的。其它的例子中，值得注意的是，在不同的负载和线性状态下可ilM图示 连续电流波形或连续电流波形和不连续电流波形的混合以解释本发明的教导。
301内所示的波形图示了鄉一占空比控串鹏式219内开关103的电流波
形的一个示例。在该模式下，峰值电流值307变化而在一个示例中该循环时间 Tcyde309保持固定。该峰值电流307也可以在如图2所示的电压模式控制内 ilil控制导通时间Ton306而改变。在其它的示例中，在电流模式控制的情形 下，该峰值电流307也^E接Mil调制Ipk307、响应于反馈信号109的峰值开 关电流108而改变。在其它的示例中，如在准谐 谐振模 换器内盼瞎况 那样，Ipk 307和Tcycle 309能被改变以调节传想U功率变换器的输出端的功 率。在其它的示例中，Ton306能被改变而Toff323被固定。
无论对第一占空比控制模式219使用哪种控制方案，当峰值开关电流307 达到阈值322时tm转换至l傑二占空比控制模式220。该峰值开关电流为功率 变换器输出端上输出负载的一个测量值，并且ffi31控制电路102被检测，无需 例如底部探测(BD)终端的额外终端，从而减少了控制电路102的成本。
当峰值开关电流307达到阈值322,控制电路102操作从而转换到第二占 空比控制模式220，如波形302所示。在控制区域220的第二占空比控带赎式 内，Ipk 312被调节到一固定值322而Tcycle 324时间被改变以调节传送到功 率变换器100的输出端的功率。在一个示例中，皿调制关断时间Toff 310而 改变Tcycle时间324。
当Tcycle 324超lj Tcycle 313的阈值时，控制电路102转换到第三占空比 控制模式，如波形303所示。与，波形301的描述相同，在第三占空比控制 操作模式下Ipk314和Ton315均改变。然而，参BJl^波形301的描述，根据 本发明的教导，所采用的控制模式可以为电压模式、电流模式、准谐振模式、谐振模式或导通时间可变而关断时间固定的控库赎式之一。
无论在第一占空比控制模式219，第二占空比控伟诉莫式220和第三占空比 控制模式221内的控制方案如何，参见图1中所讨论的控制环的稳定性很重要。 尤其在转换发生在高负载状态的情形下，而不是过去典型的己知的被应用于轻 负载状态的脉冲串式和周期跳跃模式的情形下。这意赠这些转换将在普通功 率变换器操作时发生，而不是只在备用或无负载状态下。
因此，无论控制方案如何，控制电路102的增益能参见图2中所示的占空 比传输特性201 *^征。该特性将图3中的开关导通时间306， 311和315与 切换循环周期309, 324和313相关联。如图2所示，通过标识214，在Icl207 和Ic4 211之间的线性区域内，控制电路102的增益正比于曲线201的斜率的幅值。
因此，操作多种占空比控串蝶式繊与维持曲线201的斜率的能力，尤其 当操作在第一 219和第二 220占空比控制模式之间和在第二 220和第三221占 空比控审帳式之间转换时。根据本发明的教导，如果这被实现，当控制电路102 从第一219至lj第二 220和第二 220到第三221占空比控制模式之间转换时，功 率变换器励的齡控制环增益将基本上不受影响。此外，如果曲线201的斜 率在该方式下被保持，根据本发明的教导，无需在操作模式之间引入滞后，由 于当改变操作模式时环内增益的电势变化，该滞后在过去已知的功率变换器内 是必须的。
图4为根据本发明的教导一般性的示意了采用具有多种操作模式的控制电 路的另一功率变换器的示例的示意图。可以理解，图4中所示的功率变换器400
的示例的描述极大的简化了J^讨论中的数学描述。可以看见，图4中所示的 功率变换器400的示例与图l中的功率变换器100具剤艮多相同的特征。然而， 光耦合器412耦舒反馈管脚FB 413和源电位411之间。因此，控制器402 具有分离的从偏置电容器410直接供电的Vcc电源端412。
在示例中，由于光耦合器412的连接，控制电路402对反馈电流Ifb 409 的增加的响应为增加开关403的占空比。与图1中的示例性的装置相比，图1 中在Icl 207和Ic4 211之间的区域中当反馈信号增加时占空比线性下降，而在 图4中的示例性装置中在同样的操作区域，当反馈信号增加时占空比线性增加。
该特征在图5中示意，图2中所示的特附鍾新纟飾似图示具有反馈信号
相对于占空比相反的斜率的曲线201的线性区域，使得占空比随增加的反馈信 号509而增加或占空比正比于反馈信号。虽然特性501被图示为随反馈信号增 加而线性增加，但是仅仅需要特性的斜率514在第一 519与第二 520和第二 520 与第三521占空比或PWM控伟蝶式之间转换时基本上为常数，以确保控制环 增益在占空比或PWM控制模式之间转换时为常数。
特性曲线501肯,数学方式描述如下
<formula>formula see original document page 16</formula>(1)
其中K为特性曲线501的斜率。参见图3的波形和公式350:
<formula>formula see original document page 16</formula> (2)
结合等式(1)和(2)得到
<formula>formula see original document page 16</formula> (3)
在一个示例中，在第一占空比或PWM控鹏莫式519期间，该开关频率506 以及切换循环时间周期(Tcycle)为固定。重新组织等式3得到
<formula>formula see original document page 16</formula>(4)
其中<formula>formula see original document page 16</formula>。
在一个示例中，在第二占空比控审帳式520时，峰值开关电流为常数。Tcycle 为Ton和Ifb的函数，重新组织等式3得到
<formula>formula see original document page 16</formula> (5)
因此，在第二占空比控律懒式内，切换循环时间周期(Tcycle)正比于开 关导通时间(Ton)和反馈电流(Ifb)的比值。由于等式4和5都从等式3中 得到，在第一519至睇二520占空比控繊莫式的转换时，特性曲线501的斜率 以及功率变换器增益为常数。
在一个示例中，鄉三占空比控库蝶式521时，开关频率506,以及切换 循环周期(Tcycle)又被固定。因此，在从第二 520到第三521占空比控制模 式的转换期间，控帝雠402的操作反向改变开关403的导通时间，因此等式(4) 又被采用，虽然在一个示例中Tcycle值与第一占空比控制模式期间的值不同。 因此，特性曲线501的斜率以及功率变换器增益在从第二 520到第三521占空 比控制模式的转换期间均为常数。
在第一占空比操作模式下，根据等式4的关系，开关导通时间Ton直接正 比于反馈信号Ifb的幅值。财卜，在ilil等式5的关系所描述的第二占空比操 作模式下，切换循环时间周期正比于开关导通时间和反馈信号的比值。进一步， 在一个示例中，在第三占空比控制操條式下，等式4又被采用，因此开关导 通时间Ton直接正比于反馈信号Ifb的幅值。下述阐述描述了肖調于控制电路 以提供上述功能的详细的电路实现的一个示例。
特别的，图6A图示了振荡器电路600的一个示例，该振荡器电路600将 根据，操作模式的需要提供一固定的或可变的Tcycle时间。图6B示意了波 形601的一个示例，该波形一般性的示意了电容器627两端的振荡器电压 Tth+Vosc。在该示例中，电容器627在电压电平651和652之间被交替充电和 放电以提供Tcycle时间653。在一个示例中，M改变Idn放电电流650的值 同时Iup 628保持不棘改变Tcycle。当电容器C 627上的电腿到两个振荡器 阈值电平Vth 652和Vm+Vth 651时，开关657和630被交替切换，使用开关 631和632将Vth 652和Vm+Vth 651依次与比较器633连接和断开。
在一个示例中，输出信号655被耦合到开关如图4中的开关403和决定在 ^切换循环的起始处开关403被导通的时刻。其它的逻辑电路将决定^切 换循环内开关被关断的时刻，这将在下面参看图7叙述。图6中示例的波形601 显示了电容器627两端出现的振荡器电压Vth+Vosc。出于描述目的，在后述数 学描述中，识别电压电平f^c斷朋657是很有帮助的，该电压电平为在开关403 的导通时间结束时电容器627两端超出Vth的电压。开关403的导通时间在时 刻658启动，在时刻659开关403关断。该开关403在旨振荡^f盾环期间的 导通时间为Ton660。
,识别时刻和振荡器电压、开关的导通时间结束时的&"@/0 657，就 可以根据振荡器600的振荡，数描述Ton和Tcycle。
7bw =-x Fbsc @ /ow (6 )
= rw x C x (丄+丄) (7) 7w/ Ww
ffiil等式(6)和(7)所定义的关系，在等式3中替换Ton和Tcyde将 提供维持控制环增益基本上恒定而与控制电路的操作模式无关的必要关系，根 据振荡器电路参数<formula>formula see original document page 18</formula>
等式8的下列操作是为了使得Idn为研舰象，根据在先描述，正是参数 Idn被改变以提^g制。
在电路实施的一个示例中，常数k为固定电流源，因此
"丄 (9)
重新调整等式8和替换k得到
砂xr附X"-^" + j(/JxF)wx—^二"^"xFimr(g咖 (10)
油 /w/
调整等式10以消除分母得到
(砂x^xA/") + (^&xr醇/up) ， /oxA/">C@/on (11)
进一步调整等式ll以使得Id。为研舰象得到
似"=t，，"~ (12) /o x-^--^/6
根据本发明的教导，基于开关导通时的振荡器电压、Fwc⑨to"的电路根 据等式12设置值Idn，将因此保,制环增益基本上恒定，而与控制电路的操 作模式无关。
很显然，除了变化、放电电流650的值的同时保持hip 628固定之外还有 很多其它的方式改变Tcycle。例如可以i!31保持Iup 628和Idn 650恒定但在闭 合开关657或630之前引入可变延时来改 荡器循环时间Tosc。根据本发明 的教导，fflil将可^时设定成电压电平^c斷o" 657的函数，能按照等式3 的关系改变Tcycle，从而使得保持控制环增益基本上恒定而与控制电路的操作 模式无关。
图7中根据本发明的教导一般性的示意了实现等式12的控制电路的一部 分的一个示例。如示例所示，电路750具有终端411， 412， 413和450,在一 个示例中上述终端与图4中所示的电路的M节点相对应。在一个示例中，反 馈信号Ifb 700与图4中的反馈信号409是等同的。在另一个示例中，反馈信 号Ifb 700可以为内部信号，该内部信号由图1中反馈电流Ic 109的倒置而生
成。在一个示例中,晶体管开关726分别等同于图1和图4中的开关103和403。 振荡器790等同于图6A中的振荡器600，其中晶体管720相应于图6A中的 电流源650。
根据本发明的教导，在该示例中，电路750的全部功肯腿常为 开关726 的导通时间结束时的振荡器电压Vosc753,并使用该电压&化@加根据等式12
的关系来设定需要的电流L 752。
在示例中所示，电路750包括由晶体管702, 703， 709和710组成的乘 法电路。该乘法电路的操作使得流经晶体管702和703的电,积等于流经晶 体管709和710的电流乘积。很显然，如果流经晶体管702， 703， 709和710
的电流如下设定，贝嘮式12将可被粒
在702流经的电流-A^ (13) 在703^)^5的电流=/# (14)
在709 ^^的电流=/。 xFayc @ /0" - /y& (15)
在710流经的电流=/& (16) 从图7中，值得注意的是，流经晶体管702和703的电流分别为Iup和Ifb。 如示例所示，电流源701为与电流源728相分离的电流源，但提供了基本上同 样的电流。
在该示例中，流经晶体管709的电流ffl31以下方^立以提供等式15的 关系。通过匹配晶体管715和716，将它们操作在它们的线性工作区间并fflil 由晶体管707和708构成的电流镜将它们耦合，在晶体管715和716两端的电 压将相同，以使得下述关系成立
(17)
因此
A=/ox^c (18) 由于在等式12中的所关心的具彬页采用了在开关导通结束时亥啲开关关
断时亥啲振荡器腿^c斷o"，等式18可重新写成
为实现等式12的分母，其仅仅保留以减去Ifb。在图7的电路中，流经晶
体管716的电流包括Ifb，该电流在节点756被求和。该Ifb通过由晶体管704 和705构成的电流镜产生，该电流镜镜像流经晶体管703的电流。因jim等式 19中，流经晶体管709的电流为
^^晶体管709的电流=/0><阮@/0"-(20)
因此，通过由晶体管702, 703, 709和710组成的乘法电路的操作，流经 晶体管710的电流为IJt)。电流Idn(t)751被，成时间的函数，由于该电流将 随电压Vth+Vosc 753而变化。然而，为满足等式12的关系，需要在开关726 导通时间结束时刻计算Id必751的值，将在下面叙述。
如示例所示，电流L(t)舰晶体管712和713被湖。晶体管712和713 构成了逻辑电路757的一部分，该逻辑电路757确定开关726在每个切换循环 内的关断时刻，根据本发明的教导，该关断时刻取决于占空比控制操作模式， 可以包括流经开关726达到阈值的电流，或开关726的循环时间达到阈值，等 等。然而，由于在该示例中，为提供等式12的关系的电路750的操作被具体 地设计成为恒定而与开关726被关断的原因无关，从而提供了基本J:恒定的增 益而与占空比控制的操作模式无关，因此该逻辑的细节并没有进一步详细讨 论。
继续该示例，L(t) 751也皿晶体管714被反射并依次再次M31由晶体管 719和720构成的电流镜被鄉。然而，晶体管719、开关722和电容器721 形成采样和保持电路。该电路的功能为当开关726关断时捕捉并保持她(,)值。 为执行该功能，开关722被耦合以接收开关726的门极驱动信号758。当门极 驱动信号758为低，开关722被打开，电皿721保持正比于开关726的关断 时亥啲IJt)值的电压。ffi31该方式，在开关722打开后^^圣晶体管720的电流 Idn 752不再随时间变化且根据等式12的关系基本上固定在开关关断时刻的电 流值U(t)。由此，根据本发明的教导，电容器727的放电电流基于等式12的 关系被确定，而与占空比控制操作的模式无关。
发明，描述的示例，包括摘要中的描述，都不是为了穷举或限制本发明 公开的具体形式。本发明的具体的实施例和示例在此为叙述需要而描述，不偏 离本发明的更宽的精神和范围下的各种等同的修改是可能的。事实上，很清楚， 具体的电压，电流，频率，功率范围值，时间等等被提供是出于解释的目的，
根据本发明的教导，其它的各种数值在其它的实施例和示例中可同样被采用。
这些修改能根据J^详细描述被用于本发明的示例中。权利要求中的各种 术语不被解释成限制本发明为权利要求和说明书中公开的具体的实施例。相
反，保护范围完^M:下述权利要求被确定，权利要求根据确定的权利要求解 释的原则而被解释。当前的说明书和附图被当作是示意性的而不是限制性的。
权利要求
1、一种功率变换器，包括耦合到能量传输元件的开关，该能量传输元件耦合在功率变换器的输入端和输出端之间；和耦合到所述开关以控制该开关的控制电路，该控制电路包括第一和第二占空比控制模式以调节传送到功率变换器输出端的功率，其中，第一和第二占空比控制模式之间的转换响应于流经所述开关的达到电流阈值的电流的幅值。
2、 如权利要求1所述的功率变换器，其中控制电路进一步包括第三占空 比控律蝶式以调节传送到功率变换器输出端的功率，其中第1卩第三占空比控 库I赎式之间的转换响应于所述开关的超U频率阈值的开关频率。
3、 如权禾腰求1所述的功率变换器，其中第一占空比控制擴式为电压模 式控制模式。
4、 如权利要求1所述的功率变换器，其中第一占空比控制模式为电流模 式控库肿莫式。
5、 如权利要求1所述的功率变换器，其中第一占空比控伟帳式为銜皆振 控制模式。
6、 如权利要求1所述的功率变换器，其中第一占空比控伟赎式为导通时间可变而关断时间固定的控制模式。
7、 如权利要求1所述的功率变换器，其中第二占空比控制模式为电流限 制固定而切衡盾环时间可变的控制模式。
8、 如权利要求2所述的功率变换器，其中第三占空比控律诉莫式为电压控 制模式。
9、 如权利要求2所述的功率变换器，其中第三占空比控制模式为电流模 式控制模式。
10、 如权禾腰求2所述的功率变换器，其中第三占空比控鹏莫式为准谐振 控制模式。
11、 如权利要求2所述的功率变换器，其中第三占空比控制模式为导通时 间可变而关断时间固定的控制模式。
12、 如权利要求1所述的功率变换器，其中流经所述开关的电流的电流阈 值响应于功率变换器的操作状态而变化。
13、 如权利要求12所述的功率变换器，其中所述功率变换器的操作状态 为功率变换器的输入电压的幅值。
14、 如权利要求12所述的功率变换器，其中所述功率变换器的操作状态 为在第一占空比控制模式下控制电路的开关频率。
15、 一种功率变换器，包括耦合到能量传输元件的开关，该肖遣传输元件耦合在功率变换器的输入端和输出端之间；耦合到所述开关的控制电路；和耦合在功率变换器的输出端和控制电路之间的控制环，用于响应于功率变 换器的输出参数来产生具有控制环增益的反馈信号，该控制电路包括第一和第 二占空比控制模式以响应所述反馈信号来切换所述开关以调节传送到功率变换 器输出端的功率，其中该控制环增益在第一和第二占空比控制模式之间的转换 期间基本上是度定的。
16、 如权利要求15所述的功率变换器，其中所述控制电路进一步包括第 三占空比控制模式以调节传送到功率变换器的输出端的功率，其中所述控制环 增益^m二和第三占空比控制模式之间的转换期间基本上是恒定的。
17、 如权利要求15所述的功率变换器，其中第一占空比控,懒式为电压 模式控制模式。
18、 如权利要求15所述的功率变换器，其中第一占空比控制模式为电流 模式控制模式。
19、 如权禾腰求15所述的功率变换器，其中第一占空比控鹏莫式为准谐 振控制模式。
20、 如权利要求15所述的功率变换器，其中第一占空比控串帳式为导通 时间可变而关断时间固定的控制模式。
21、 如权利要求15所述的功率变换器，其中第二占空比控制模式为电流 限制固定而切换循环时间可变的控制模式。
22、 如权利要求16所述的功率变换器，其中第三占空比控制模幼电压 模式控娜莫式。
23、 如权禾腰求16所述的功率变换器，其中第三占空比控制模式为电流 模式控制模式。
24、 如权禾腰求16所述的功率变换器，其中第三占空比控制模式为准谐 振控鹏式。
25、 如权禾腰求16所述的功率变换器，其中第三占空比控制模式为导通 时间可变而关断时间固定的控制模式。
26、 —种功率变换器，包括耦合到能量传输元件的开关，该會遣传输元件耦合在功率变换器的输入端 和输出端之间；耦合到所述开关的控制电路；和耦合在功率变换器的输出端和控制电路之间的控制环，用于响应于功率变 换器的输出参数来产生具有控制环增益的反馈信号，该控制电,括第一和第 二占空比控制模式以响应所述反馈信号来切换所述开关以调节传送到功率变换 器输出端的功率，其中当控制电路工作在第一占空比控伟诉莫式时开关导通时间 正比于反馈信号的幅值，和当控制电路操作在第二占空比控制模式时切换循环 时间周期正比于开关导通时间和反馈信号值的比值。
27、 如权利要求26所述的功率变换器，其中所述控制电路进一步包括第 三占空比控制模式以调节传送到功率变换器的输出端的功率，其中当控制电路 工作在第一占空比控制模式时所述开关导通时间正比于反馈信号的幅值。
28、 如权利要求26所述的功率变换器，其中第一占空比控鹏莫式为电压 模式控制模式。
29、 如权禾腰求26所述的功率变换器，其中第一占空比控制模式为电流 模式控制模式。
30、 如权利要求26所述的功率变换器，其中第一占空比控制懒式为准谐 振控制模式。
31、 如权利要求26所述的功率变换器，其中第一-占空比控制模式为导通 时间可变而关断时间固定的控制模式。
32、 如权利要求26所述的功率变换器，其中第二占空比控审肿莫式为电流 限制固定而切换循环时间可变的控制模式。
33、 如权利要求27所述的功率变换器，其中第三占空比控制模式为电压 模式控制模式。
34、 如权利要求27所述的功率变换器，其中第三占空比控律蝶式为电流模式控制模式。
35、 如权利要求27所述的功率变换器，其中第三占空比控制模式为准谐振控制模式。
36、 如权禾腰求27所述的功率变换器，其中第三占空比控鹏莫式为导通 时间可变而关断时间固定的控制模式。
37、 一种调节从功率变换器的输厕传送至1助率变换器的输出端的功率的 方法，包括切换耦合到能量传输元件的电力开关，该能量传输元件耦合在功率变换器 的输入端和输出端之间；MS制电S維制所述电力开关的切换，该控制电路耦合至U所述开关以调 节从功率变换器的输A^传送到功率变换器的输出端的功率；禾,耦合在电源输出端和控制电路之间的控制环来生成反馈信号，控制电 路响应该反馈信号，该反馈信号具有控制环增益，该控制环增益在控制电路从 包含在控制电路内的第一占空比控制模式转换到包含在控制电路内的第二占空 比控制模式的期间基本上恒定。
38、 如权利要求37所述的方法，其中所述控制电路进一步包括第三占空 比控制模式以调节从功率变换器的输A^传送到功率变换器的输出端的功率， 其中所述控制环增益在第二和第三占空比控制模式之间的转换期间基本上是恒 定的。
39、 如权利要求37所述的方法，其中第一占空比控讳诉莫式为电压模式控 制模式。
40、 如权禾腰求37所述的方法，其中第一占空比控律蝶式为电流模式控 制模式。
41、 如权利要求37所述的方法，其中第一占空比控讳诉莫式为准谐振控制模式。
42、 如权利要求37所述的方法，其中第一占空比控讳鹏式为导通时间可 变而关断时间固定的控库W莫式。
43、 如权利要求37所述的方法，其中第二占空比控帝猴式为电流限制固定而切换循环时间可变的控制模式。
44、 如权禾腰求38所述的方法，其中第三占空比控鹏莫式为电压模式控 制模式。
45、 如权利要求38所述的方法，其中第三占空比控律i藤式为电流模式控 制模式。
46、 如权利要求38所述的方法，其中，第三占空比控制模式为准谐振控 伟帳式。
47、 如权利要求38所述的方法，其中第三占空比控带擴式为导通时间可 变而关断时间固定的控伟诉莫式。
全文摘要
本发明公开了一种调节具有多种操作模式的功率变换器的装置和方法。根据本发明的电路包括耦合到能量传输元件的开关，该能量传输元件耦合在功率变换器的输入端和输出端之间。同时也包括控制电路，该控制电路耦合到所述开关并控制该开关。该控制电路包括第一和第二占空比控制模式以调节传送到功率变换器输出端的功率。第一和第二占空比控制模式之间的转换响应于流经所述开关的达到电流阈值的电流的幅值。
文档编号H02M3/24GK101183830SQ20071019295
公开日2008年5月21日 申请日期2007年10月8日 优先权日2006年10月4日
发明者G·范, S·鲍尔勒 申请人:电力集成公司