一种临界连续模式单位功率因数反激变换器的制作方法

专利名称：一种临界连续模式单位功率因数反激变换器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种电力控制设备，尤其是一种反激功率因数校正的控制方法及
其装置。
背景技术：
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点:功率因数较低(一般仅为0.45 0.75)，且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种:一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。传统的有源功率因数校正电路一般采用Boost-升压拓扑，这是因为Boost具有控制容易、驱动简单以及功率因数可以接近于1，但是Boost功率因数校正有输出电压高的缺点。在小功率的应用场合，Buck-降压拓扑和反激变换器经常使用，但是Buck电路实现PFC时，由于当输入电压低于输出电压时，不传递能量，输入电流为0，交越失真严重。而反激变换器在整个工频周期内都可以传递能量，功率因数和总谐波畸变都优于Buck变换器。反激功率因数校正器通常有断续模式和临界连续模式两种工作模式。断续模式反激功率因数校正器可以获得单位功率因数，但是其峰值电流很大，使开关管的导通损耗增大并影响变换器效率。传统的临界连续模式反激功率因数校正器，其控制方式如图1所示，图2为其原边电流、副边电流和输入电流的波形，其导通时间在一个工频周期内是固定的，虽然效率比断续模式反激功率因数校正器高，但是不能获得单位功率因数，功率因数和总谐波畸变都比断续模式反激功率因数校正器差。本实用新型所采用的技术方案是基于与本申请人在本专利申请同时提出的方法专利申请——一种临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方法而设立的，所述控制方法其具体作法是:在主要包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、导通时间运算电路的硬件平台上；通过控制电路使反激变换器工作在临界连续模式下，反激变换器开关管的导通时间由导通时间运算电路控制，开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化；通过辅助绕组电平的检测，当变压器副边电流过零时，导通开关管，控制反激变换器始终工作在临界连续模式；所述的导通时间运算电路运算方法是:胆比N与输出电压相乘后的值N*V()(t)，与输入电压vin(t)的瞬时值相加，相加的结果与误差放大器电路的输出电压Vqmp相乘，相乘的结果再除以匝比N与输出电压相乘后的值N*V()(t)，经过导通时间运算电路后，临界连续模式反激功率因数校正器的导通时间在工频周期内随着输入电压、输出电压的变化而变化，从而获得单位功率因数；其中匝比N为反激变换器变压器原边匝数与副边匝数的比值；所述PWM产生电路中，当变压器副边电流过零时刻，电流过零检测电路控制RS-触发器，使开关管Q导通，控制反激变换器工作在临界连续模式；当锯齿波生器输出的锯齿波电压大于导通时间运算电路的运算电路产生vTm(t)信号时，使开关管Q关断，控制反激变换器的导通时间受误差放大器电路输出电压Vajmp、输入电压vin(t)和输出电压V()(t)的控制；设定误差放大器电路补偿使整个环路的截止频率远小于工频，误差放大器电路的输出信号Vajmp在半个工频周期内维持不变。

实用新型内容本实用新型的目的是提供一种新颖的反激功率因数校正器，采用上述方法使反激功率因数校正器获得单位功率因数和更高的效率。本实用新型实现发明目的的手段是:—种临界连续模式单位功率因数反激变换器，包含整流桥100、变压器400、控制电路、开关管Q、输出整流二极管D5、基准800，其特征在于:控制电路包括输出电压采样电路600、误差放大器电路700、电流过零检测电路300、PWM产生电路200和导通时间运算电路500 ;其中PWM产生电路200由锯齿波发生器、比较器和RS-触发器组成；所述的误差放大器电路的负向输入端为由R1和电阻R2分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器电路的正向输入端为基准电压米样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器电路的输出信号Vcmip ;导通时间运算电路的输出vTm(t)信号连接到PWM产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器输出的锯齿波连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端；电流过零检测电路的输入信号为辅助绕组电平，电流过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端。与现有技术相比，本实用新型的有益效果是:1、相对于传统的恒定导通时间临界连续模式反激功率因数校正器，采用本实用新型的临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方式，可以获得单位功率因数和更小的总谐波畸变，同时可以保留传统临界连续模式工作方式高效率的特征；2、相对于传统的断续模式反激功率因数校正变换器，采用本实用新型的临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方式可以适用于更大功率的功率因数校正变换器，在获得同样高的功率因数的情况下，可以获得更高的效率。

图1为传统临界连续模式反激功率因数校正器的系统结构框图。图2为图1所示电路主要波形图。图3为本实用新型临界连续模式单位功率因数反激变换器系统结构框图。图4为图3所示电路主要波形图。图5为本实用新型实施例一的电路结构示意图。图6为图5所示电路结构图的仿真结果。图7为图6在输入电压波峰处的放大图。图8为图6在输入电压波谷出的放大图。图9为图1传统临界连续模式反激功率因数校正器和图3临界连续模式单位功率因数反激变换器的输入电流的对比波形图。图10为本实用新型实施例二的电路结构示意图。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本实用新型做进一步详细的描述。图3为本实用新型的结构框图，图4为图3所示电路的主要波形图，从波形图可以得知，反激变换器处于临界连续模式工作，在一个工频周期内开关管的导通时间是随着输入电压变化而变化的。图5示出，本实用新型的一种具体实施方式
为，一种临界连续模式单位功率因数反激变换器的拓扑结构和控制方法，其具体作法是:反激变换器控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、导通时间运算电路、驱动电路。误差放大器电路的负向输入端为由R1和电阻民分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器电路的正向输入端为基准电压VKrf，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器电路的输出信号&。_。导通时间运算电路有输入电压Vin(t)、输出电压V。(t)和误差放大器电路的输出信号Vqmp三路输入信号，导通时间运算电路包括3个运算放大器、I个乘法器和若干电阻网络；整流后的输入电压Vin(t)经过R3、R4分压，并经过由运算放大器2组成的电压跟随器后，得到vA=K*vin(t)，K为R3、R4电压网络的分压系数；V()(t)经过R13、R12分压，并经过由R5、R6和运算放大器I组成的放大器后，得到VB=K*N*V()(t)，N为变压器原边匝数与副边匝数的比值，K为R13、R12电压网络的分压系数，R6> R5用于设定变压器原边匝数与副边匝数比值N，设定R3/R4=R13/R12，R6/R5=N-1 ；R7、R8> R9> Ri0> Rn和运算放大器3共同构成加法器，vA和vB同时做为加法器的输入端,设定R7=R8=Rltl=R13 ,则得到；vc> vB 和 VC(MP、连接到乘法器的输入端，乘法器的输出信号为导通时间运算电路的输出信号vTm(t);导通时间运算电路的输出vTon(t)信号连接到PW M产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器输出的锯齿波连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端，每个开关周期开始时刻，锯齿波发生器输出最低电压，锯齿波发生器输出信号随着开关管导通时间线性增加，当锯齿波发生器输出信号大于导通时间运算电路的输出vTm(t)信号时，PWM产生电路的比较器输出高电平，控制RS-触发器输出低电平，从而控制反激变换器的开关管关断；电流过零检测电路的输入信号为辅助绕组电平，电流过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端，当开关管关断时，辅助绕组为高电平，变压器副边电流过零时，辅助绕组会从高电平谐振到低电平，电流过零检测电路检测到辅助绕组从高电平变为低电平时，使RS-触发器的置位端-S端输出高电平，从而控制反激变换器的开关管导通，使反激变换器始终工作在临界连续模式。设定误差放大器电路的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频(一般为10 20Hz)，控制误差放大器电路的输出信号Vqmp在半个工频周期内维持不变。图6、图7和图8是利用SMetrix/SMPLIS仿真软件得到的仿真波形。从图6可以看出输入电流很好的跟踪了输入电压的波形，该电源具有很高的功率因数。图7和图8分别是图6在输入电压波峰和输入电压波谷处的放大波形，从图7和图8可以看出开关管的导通时间在一个工频周期内是变化的。[0025]图9为图1传统临界连续模式反激功率因数校正器和图3临界连续模式单位功率因数反激变换器的输入电流的对比波形图。两种反激功率因数校正器使用同样的输入电压、输出电压和负载情况进行仿真，从图9可以看出本实用新型的临界连续模式单位功率因数反激变换器输入电流比传统的恒定导通时间临界连续模式反激功率因数校正器的输入电流更接近正弦波。[0026]图10示出，本实用新型的一种具体实施方式
为，一种电流模式临界连续模式单位功率因数反激变换器的拓扑结构和控制方法，其具体作法是:反激变换器控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、导通时间运算电路、驱动电路。误差放大器电路的负向输入端为由R1和R2分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器电路的正向输入端为基准电压VKrf，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器电路的输出信号导通时间运算电路有输入电压Vin(t)、输出电压V()(t)和误差放大器电路的输出信号Vcmip三路输入信号，导通时间运算电路包括3个运算放大器、I个乘法器和若干电阻网络；整流后的输入电压Vin(t)经过R3、R4分压，并经过由运算放大器2组成的电压跟随器后，得到vA=K*vin(t)，K为R3、R4电压网络的分压系数；V()(t)经过R13、R12分压，并经过由R5、R6和运算放大器I组成的放大器后，得到uB=K*N*V()(t)，N为变压器原边匝数与副边匝数的比值，K为R13、R12电压网络的分压系数，R6> R5用于设定变压器原边匝数与副边匝数比值N，设定R3/R4=R13/R12，R6/R5=N-1 ；R7、R8> R9> Ri0> Rn和运算放大器3共同构成加法器，vA和vB同时做为加法器的输入端,设定R7=R8=Rltl=R13 ,则得到；vc> vB 和 VC(MP、连接到乘法器的输入端，乘法器的输出信号为导通时间运算电路的输出信号vTm(t);导通时间运算电路的输出vTon(t)信号连接到PWM产生电路中比较器的负端，电阻R14采样流过变压器原边的电流，R14采样到的电压信号连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端，每个开关周期开始时刻，开关管导通，R14采样到的电压信号随着开关管导通的时间线性增加，当R14采样到的电压信号大于导通时间运算电路的输出vTm(t)信号时，PWM产生电路的比较器输出高电平，控制RS-触发器输出低电平，从而控制反激变换器的开关管关断；电流过零检测电路的输入信号为辅助绕组电平，电流过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端，当开关管关断时，辅助绕组为高电平，变压器副边电流过零时，辅助绕组会从高电平谐振到低电平，电流过零检测电路检测到辅助绕组从高电平变为低电平时，使RS-触发器的置位端-S端输出高电平，从而控制反激变换器的开关管导通，使反激变换器始终工作在临界连续模式。设定误差放大器电路的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频(一般为10 20Hz)，控制误差放大器电路的输出信号在半个工频周期内维持不变。
权利要求1.一种临界连续模式单位功率因数反激变换器，包含整流桥(100)、变压器(400)、控制电路、开关管Q、输出整流二极管D5、基准(800)，其特征在于:控制电路包括输出电压采样电路(600)、误差放大器电路(700)、电流过零检测电路(300)、PWM产生电路(200)和导通时间运算电路(500);其中PWM产生电路(200)由锯齿波发生器、比较器和RS-触发器组成；所述的误差放大器电路的负向输入端为由电阻R1和电阻R2分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器电路的正向输入端为基准电压Vltef,米样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器电路的输出信号Vqmp ;导通时间运算电路的输出vTm(t)信号连接到PWM产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器输出的锯齿波连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端；电流过零检测电路的输入信号为辅助绕组电平，电流过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端。
专利摘要本实用新型公开了一种临界连续模式单位功率因数反激变换器，包含整流桥、变压器、控制电路、开关管Q、输出整流二极管D5、基准，控制电路包括输出电压采样电路、误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路和导通时间运算电路；其中PWM产生电路由锯齿波发生器、比较器和RS-触发器组成，误差放大器电路的负向输入端为由电阻R1和电阻R2分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器电路的正向输入端为基准电压VRef；导通时间运算电路的输出vTon(t)信号连接到PWM产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器输出的锯齿波连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端。
文档编号H02M1/42GK203039585SQ201220491199
公开日2013年7月3日 申请日期2012年9月25日 优先权日2012年9月25日
发明者许建平, 阎铁生, 张斐, 周国华, 沙金 申请人:西南交通大学