响应前馈信号的电源控制器的方法和装置制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种用于响应于输入电压信号来切换电源的开关的装置和方法。根据本发明的多个方面，一种电源控制器包括用于接收反馈信号和占空比调节信号的开关占空比控制器。该开关占空比控制器用于产生驱动信号以控制耦合到能量传输元件的开关的切换，从而调节从电源的输入端传输到电源的输出端的能量。该电源控制器还包括用于接收输入电压信号以产生由所述开关占空比控制器接收的占空比调节信号的增益选择器电路，所述输入电压信号表示输入到电源的输入电压。所述驱动信号的最大占空比响应于所述输入电压信号的多个数值的范围内的多个线性函数而改变。
【专利说明】响应前馈信号的电源控制器的方法和装置
[0001]本申请是申请日为2007年10月8日、申请号为200710194414.2、题为“响应前馈 信号的电源控制器的方法和装置”的发明专利申请的分案申请。
【技术领域】
[0002]本发明总得涉及控制电路，更具体而言，本发明涉及用于响应前馈信号的电源的 控制电路。
【背景技术】
[0003]电源控制电路可以广泛用于多种目的和应用场合。大多数功率转换器应用具有成 本和性能双重目标。因此，需要最小化外部电路的成本来实施控制电路特征，所述外部电路 例如是AC/DC转换器电源中的输入大容量电容器。此外，控制电路的容错限度对于在电源 应用中提供协调一致的性能以及进一步减小功率转换器成本是至关重要的，其中通过减小 在研发功率转换器时需要应用到的设计裕度来实现上述进一步减小功率转换器成本。
[0004]电源通常包括电源控制器电路、连接到能量传输元件的开关、输入电压源和一个 或多个输出端。该电源控制器通常控制所述开关的切换，从而响应于作为功率转换器一部 分的反馈电路产生的反馈信号，调节从功率转换器的输入端至输出端传送的能量。作为调 节从电源的输入端至输出端传送的能量的一种技术，利用脉宽调制器(PWM)操作模式进行 操作的该电源控制器电路调节所述开关的占空比。所述开关的占空比是开关导通时间占电 源控制器电路限定的切换循环周期的比率。
[0005]电源控制器利用普通功率转换器拓扑结构例如前向转换器和逆向转换器中的前 馈信号。前馈信号是这样一种信号，其振幅是输入到功率转换器的输入电压值的函数。因 此，通常来说，前馈信号可以认为是表示输入到电源的输入电压的输入电压信号。前馈信号 通常用于提供独立于反馈信号换言之针对给定或固定反馈信号来调节开关占空比的方式。 在逆向转换器中，前馈信号的优点例如是减小在AC/DC功率转换器的输入端的大容量电容 器的尺寸，对于在大容量电容器两端的波纹电压更难以过滤的控制电压模式中操作的电源 控制器尤其如此。独立于反馈信号来调节开关占空比的能力使得可以快速响应于大容量电 容器两端的波纹电压，因此减小功率转换器的输出端的波纹电压。在不使用前馈技术的情 况下，该电源控制器必须响应于反馈信号，以响应于功率转换器输出端的波纹电压，然后该 电源控制器控制所述开关的占空比，因此减小功率转换器输出波纹电压。这引入了延迟，在 例如不增加输入大容量电容器的尺寸的情况下输出波纹难以减小。在正向转换器中，前馈 信号通常由电源控制器利用以控制所述开关的最大占空比，从而确保有充足的时间来重设 能量传输元件的磁芯中的磁通，这是本领域技术人员公知的。
【专利附图】
【附图说明】
[0006]参照下面的附图来说明本发明的非限制性和非排他性实施例，其中在所有不同附 图中，相同的附图标记表示相同的部件，除非有特别。[0007]图1A和图1B是大致示出根据本发明的示例性功率转换器的示意图，该示例性功 率转换器采用响应前馈信号和反馈信号的电源控制器电路。下文中，在没有必要进行特别 区分的情况下，图1A和图1B也可总地称为图1。
[0008]图2大致示出根据本发明响应前馈信号的示例性电源控制器电路的占空比控制 波形。
[0009]图3大致示出根据本发明响应前馈信号的示例性电源控制器电路的最大占空比 控制波形。
[0010]图4大致示出根据本发明响应前馈信号的示例性电源控制器电路的固定值反馈 信号控制波形的占空比。
[0011]图5大致示出根据本发明响应前馈信号和反馈信号的示例性电源控制器电路。
[0012]图6是大致示出根据本发明响应前馈信号和反馈信号的电源控制器电路的一部 分的示例的示意图。
[0013]图7是大致示出根据本发明响应占空比调节信号信号和反馈信号的电源控制器 电路的一部分的示例的示意图。
[0014]图8大致示出根据本发明响应前馈信号的示例性电源控制器电路的最大占空比 控制波形。
[0015]图9大致示出根据本发明响应前馈信号的示例性电源控制器电路的固定值反馈 信号控制波形的占空比。
[0016]图10是大致示出根据本发明响应前馈信号和反馈信号的电源控制器电路的一部 分的示例的示意图。
【具体实施方式】
[0017]这里公开了用于实现响应前馈信号的电源控制器电路的方法和装置。在下面的说 明中，提到数字具体细节，从而便于透彻理解本发明。然而，对于本领域技术人员而言，显然 所述具体细节对于实现本发明不是必须的。在其它例子中，没有详细说明公知的材料或方 法，以便避免造成本发明模糊不清。
[0018]本说明书中参照“ 一个实施例”、“实施例”、“一个示例”、“示例”等意味着本实施例 或示例中所述的具体特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例或示例中。因此，在 本说明书中多处出现的短语表达“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例” 并不是指所有参照相同实施例或示例。而且，所述具体特征、结构或特性可以在一个或多个 实施例或示例中的任意合适结合和/或子结合中结合。此外，应该理解，所提供的附图用于 向本领域技术人员说明本发明，并且附图并非按照比例绘制。
[0019]如上所述，作为调节从电源的输入端至输出端传输的能量的一种技术，利用PWM 操作模式操作的电源控制器电路调节驱动开关切换的驱动信号的占空比，其中所述开关的 占空比是开关导通时间占电源控制器电路限定的总切换循环周期的比率。最佳的最大占空 比或给定反馈信号的驱动信号的占空比是功率转换器输入电压的非线性函数。用于提供该 非线性函数所需的公知电路通常或者依靠在电源控制器外部的电容器，这会增加成本，并 且通常具有差容错限度，或者依靠集成电容器，它也具有单元到单元间容错限度差的缺点， 并且增加硅面积，因此增加了功率转换器设计的成本。应用最大占空比或者给定反馈信号的占空比的线性函数作为功率转换器输入电压的函数的电路在仅仅一个输入电压电平下 提供最佳性能，因此兼顾了所有其它输入电压值的功率转换器设计。
[0020]现在说明根据本发明响应前馈信号的电源控制器电路。本发明的示例包括产生响 应前馈信号的电源控制器电路的方法和装置。根据本发明的示例性电源控制电路提供保持 系统级节约性能的占空比相对于功率转换器输入电压的理想前馈函数的近似，所述系统级 节约性能是通过响应前馈信号来控制开关占空比同时维持电源控制电路设计来获得，它是 低成本的，并且提供单元到单元的容错限度的充分控制，以使得根据本发明保持所述系统 级节约性能。
[0021]图1A大致示出根据本发明采用响应前馈信号的电源控制器的功率转换器100的 一个示例的示意图。在该示例中，功率转换器100是逆向转换器。注意,在其它示例中，功 率转换器100还可以是多种功率转换器结构之一，例如正向转换器，并且可以是根据本发 明的绝缘或非绝缘转换器。
[0022]图1中的示例性电源从直流输入电压Vin105提供输出功率至负载165。在该示例 中，大容量电容器195跨越该输入耦合至功率转换器100。在从交流源(未示出)产生输入电 压105的应用中，该大容量电容器195用作低通滤波器，其存储能量以维持该输入电压105 在可以让功率转换器100在交流线周期之间提供所需要的输出功率至负载165的水平。因 此，在一个示例中，大容量电容器195两端的电压滤波整流电压具有波纹电压，该波纹电压 的振幅通常小于电容器195两端的DC电压峰值的25%，但是其实际值根据大容量电容器 195的值以及功率转换器100的其它操作条件而定。
[0023]输入电压VIN105耦合到能量传输元件T1175和开关S1125。在图1A的示例中，能 量传输元件T1175耦合到电源的输入和电源的输出之间。在图1的示例中，能量传输元件 Tl 175示出为具有一个输出绕组176的变压器。在其它示例中，该变压器可以具有多于一个 的输出绕组，其中其它绕组用于提供功率给其它负载，从而提供偏置电压，或者检测负载上 的电压。
[0024]如图示示例所示，箝位电路110耦合到能量传输元件T1175的初级绕组，从而限制 开关S1125两端的最大电压。电源控制器145被耦合以产生驱动信号，该驱动信号被开关 125接收，从而控制开关125的切换，以便响应于反馈电路160产生的反馈信号155而调节 从电源的输入端至输出端传输的能量。
[0025]在一个示例中，开关SI 125是例如功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET) 的晶体管。在一个不例中，控制器145包括集成电路和分立电气兀件。在一个不例中，开关 S1125和电源控制器145形成单片集成电路的一部分。在另一个示例中，示例性开关S1125 和电源控制器145形成混合集成电路的一部分，其中例如它们是单独的硅芯片并且容纳 在相同的集成电路封装中。开关S1125的切换产生脉动电流ID120，其流过能量传输元件 T1175的输入绕组177，如图1B所示。在开关125的导通时间内存储在能量传输元件中的 能量在开关125关断时间内传输到输出电容器135。
[0026]如所述示例所示，被调节的功率转换器输出量为队150，它通常可以是输出电压 %、输出电流Itj或者两者的组合。被调节量不必是固定的，而是可以被调节通过设计反馈电 路160以期望方式来改变。例如，在一个不例中，响应于输出电压或输出电流的振幅，输出 U0从输出电压改变为输出电流。反馈电路160被耦合以接收输出量队150，以产生反馈信号UFB155,其用作到电源控制器145的输入信号。
[0027]如图1A的示例所示，控制器145的另一个输入信号是前馈信号UFF170，它是前馈电路140的输出。该前馈电路140被耦合以接收信号R115，该信号是功率转换器100的输入电压VIN105的函数。在该示例中，，叫15和UFF170可以是电压或电流信号。在一个示例中，信号U1115和UffI70是相同的信号，例如，前馈电路140包括电阻器。
[0028]在所述示例中，可以看出，图1A示出产生信号UJ15的两种可能途径。在一个示例中，信号U1115可以通过将前馈电路140直接耦合到功率转换器100的输入电压Vin105来产生。在另一个示例中，信号U1115可以通过将前馈电路140耦合到电路185的输出来产生， 它包括能量传输元件175的前向绕组178。前向绕组178产生的信号被部件179和181整流和平滑。在该示例中，在开关125导通时间内绕组178两端的电压和输入电压Vin105成正比例，因此可以用于产生信号115以施加到根据本发明的前馈电路140。
[0029]图1B还大致示出电流Id120的示例性波形，以示出控制器可以用来调节输出量 Uo150的参数。如该示例所示，电流Id120的最大值为1--121，切换周期为Ts122，以及占空比为D124。该控制器通常将占空比限制为小于100%的最大值0_。在一个示例中，控制器 145包括限定基本规则的切换周期1-122的振荡器。在一个示例中，通过控制在切换周期内开关S1125导通时间来实现调节。在每个切换周期中，切换周期中开关导通的那部分是开关的占空比(D)。在一个示例中，通过控制开关的最大电流IM121来实现调节。在另一个示例中，通过控制切换周期Ts122来实现调节。不论是控制Imx121还是Ts122，作为切换周期的一部分的开关导通时间被调制，因此该调节模式可以称为根据本发明的占空比控制模式。
[0030]图2大致示出在一个示例中可以由控制器145用来响应于反馈信号155和前馈信号170从而控制开关S1125的切换的占空比控制波形的一个示例。通常，四个特征曲线217、 216,215和214分别对应于在数值m和V4之间增加的数值Vin105，如箭头218所示。 对于任何固定输入电压值，最大占空比和反馈信号Ufb219的给定值的占空比是由比占空比 220相对于反馈信号219的特征来限定。然而，随着前馈信号振幅增大，最大占空比和反馈信号219的给定值的占空比减小。
[0031 ] 在一个示例中，前馈信号振幅增量对应于功率转换器输入电压增量。在该示例中， 对于固定反馈信号值Ux211，当输入电压分别从V1变化到V2、V3和V4时，电源控制器145分别在数值DX1206至DX2207、DX3208和DX4209之间变化开关125的占空比。因此，当输入电压从V1变化到V2、V3和V4时开关125的占空比在DX1206至Dx4209之间的变化独立于反馈信号Ufb155。在该示例中，当反馈信号超过数值Ub210时，占空比相对于反馈电流的斜率不响应于前馈信号值，并且保持固定斜率一 mFB213，直到达到占空比值Dm205。在其它示例中，根据本发明，斜率213本质上可以是非线性的。
[0032]图3大致示出最大占空比Dmx302和前馈或输入电压信号UFF301振幅之间的关系的一个示例，在一个示例中，其可以由控制器145用来响应于前馈信号170从而控制开关 S1125的切换。在该示例中，根据本发明，控制开关的驱动信号的最大占空比响应于输入电压信号或前馈信号的多个数值的范围内多个线性函数而变化。例如，在所示示例中，当输入电压信号低于第一阈值VBK1303时,最大占空比的变化是输入电压信号的第一线性函数。当输入电压信号在第一阈值VBK1303和第二阈值VBK2304之间时,变化的最大占空比是输入电压信号的第二线性函数。当输入电压信号在第二阈值VKK2304和第三阈值VBK3305之间时，最 大占空比的变化是输入电压信号的第三线性函数。
[0033]如该示例所示，第一、第二和第三线性函数的斜率分别是斜率1306、斜率2307和 斜率3308。在一个示例中，斜率1306的斜率基本等于零，但是根据本发明在其它示例中斜 率1306还可以具有非零斜率。斜率1306的斜率基本等于零的一个原因是:电源控制器145 必须限制绝对最大占空比，其中该绝对最大占空比可以因和电源控制器145的设计相关的 实际原因而应用于开关125的切换，而且电源控制器必须限制例如在电源故障条件下施加 到开关125的应力。
[0034]在一个示例中，最大占空比值DMX1309、Dmx2310、Dmx3311和DMX4312分别对应于图 2中的Dmxi201、DMX2202、DMX33203和Dmx4204。在该示例中，输入电压信号的第一、第二和第 三线性函数是当输入电压信号增大时最大占空比的线性减小。在另一个示例中，根据本发 明斜率3308还可以具有基本等于零的斜率。
[0035]图4大致示出给定或固定值反馈信号Ufb的占空比402和前馈Uff或输入电压信号 401振幅之间的关系的一个示例，它在一个示例中可以由控制器145使用以响应于前馈信 号170来控制开关S1125的切换。在一个示例中，给定或固定值反馈信号可以是图2中的 Ux211，但是可以理解的是该给定或固定值反馈信号可以是大于图2中的Ub210的任何值的 反馈信号。
[0036]在该示例中，根据本发明，对于固定值的反馈信号的控制开关的驱动信号的占空 比响应于输入电压信号或前馈信号的多个数值的范围内的多个线性函数而改变。例如，在 所示示例中，当输入电压信号低于第一阈值VBK1403时，固定值的反馈信号的占空比的变化 是输入电压信号的第一线性函数。当输入电压信号在第一阈值VBK1403和第二阈值VBK2404 之间时，开关的占空比是输入电压信号的第二线性函数。当输入电压信号在第二阈值 VBE2404和第三阈值VBK3405之间时，开关的占空比是输入电压信号的第三线性函数。
[0037]如该示例所示，第一、第二和第三线性函数的斜率分别是斜率1406、斜率2407和 斜率3408。在一个示例中，斜率1406的斜率基本等于零，但是根据本发明在其它示例中可 以理解的是斜率1406还可以具有非零斜率。在一个示例中，最大占空比值DX1409、DX2410、 DX3411和Dx4412分别对应于图2中的DX1206、DX2207、DX3208和Dx4209。在该示例中，输入电 压信号的第一、第二和第三线性函数是当输入电压信号增大时占空比的线性减小。在另一 个示例中，根据本发明，斜率3408还可以具有基本等于零的斜率。
[0038]图5示出根据本发明的电源控制器545的内部方块图的一个示例，该电源控制器 包括耦合到前馈增益选择器电路530的开关占空比控制器522。在该示例中，前馈增益选 择器电路530被耦合以接收前馈信号Iff510。在一个示例中，输入直流电压Vin505等于图1 中的Vin105。在一个示例中，开关S1525等于图1中的开关125，并且流过开关525的电流 Id520等于图1中的Id120。
[0039]如该示例所示，Vin505稱合到前馈电路540,它在该示例中示为电阻器Rff。在另一 个示例中，前馈电路540可以是电阻分压器，并且前馈信号510可以是电压信号。在该示例 中，流过前馈电路540的电流Iff510是前馈或输入电压信号，它在一个示例中等于图1中的 信号Uff170。因此，当Vin505增加时，前馈信号Iff510也增加。
[0040]在该示例中，前馈Iff或输入电压信号510耦合到增益选择器电路530。增益选择器电路530产生耦合到开关占空比控制器电路522的占空比调节信号535。在该示例中，开关占空比控制器电路522也被耦合以接收反馈信号Ufb555。增益选择器电路530选择施加到前馈信号510的增益。所施加的增益确定了最大占空比的特征作为输入电压Vin505的函数。所施加的增益还确定了给定或固定值的反馈信号的占空比的特征作为输入电压Vin505 的函数，如图4所示。由于在图3和图4中，特征曲线313和413的斜率根据输入电压的振幅而改变，根据本发明，增益选择器电路530根据前馈信号Iff510的数值来选择项目536的增益乘法器mFF。在下面的图6中示出用于执行该功能的电路。
[0041]图6大致示出被耦合以接收在终端651处的前馈Iff或输入电压信号610的增益选择器电路630的示例性示意图。增益选择器电路630产生由开关占空比控制器电路接收的信号635，如下参照图7将讨论。晶体管652和电压源653设定在终端651处的电压，其例如使得可以准确计算图5中的电阻器540的值，从而提供给定输入电压505的前馈信号 510的所需值。电流源632限制流过晶体管652的最大电流，以确保在正常操作条件下在终端651处的电压的稳定性。
[0042]如该示例所示，前馈电流610由电流镜601来进行镜像。在该示例中，电流镜601 设定比率ml:1，它将镜像电流减小到低于前馈电流610的值，从而减小增益选择器电路630 的内部功率消耗。该电流再次被一对一的电流镜615进行镜像，以产生数值为IFF/ml的两个相同电流612和611。包括电容器605和电阻器610的RC滤波器提供噪音滤波。在一个示例中，电流源IB2645的数值大于电流源640IB1的数值。
[0043]在该示例中，小于或等于IB1640、 625以及mFFIFF635的IFF/ml611的数值基本为零，其中所述IFF/ml611的数值通过一对一的电流镜691的作用基本等于L625。对于大于 IB1640且小于或等于IB2645、 625以及占空比调节信号mFFIFF635的IFF/ml611和612的数值基本等于(IFF/ml — IB1) 对于大于 IB2645、mFFIFF635 的 IFF/ml611 和 612 的数值，mFFIFF635 基本等于(IFF/ml — IB1)-(IFF/ml — IB2)m2。其中m2是电流镜620的比率，在从电流 625 减去电流12631之前该m2应用到该电流12631。因此通常来说，成立下面的关系式:
[0044]mFFIFF=I 1-12m2 (I)
[0045]上述关系式还可以在图6中的表格650被总结。
[0046]在该示例中，通过增益选择器电路630施加到前馈信号Iff610的增益具有三段。因此取决于I1和I2的相对值的占空比调节信号635的增益的变化提供图2和图3所示的特征曲线，其中所述占空比调节信号在一个示例中耦合到开关占空比控制器。在一个示例中， IFF/ml611小于或等于IB1640的情况分别对应于图3和4中的斜率1306和406。在一个示例中，IFF/ml611大于IB1640且小于或等于IB2645的情况分别对应于图3和4中的斜率2307 和407。在一个示例中，IFF/ml611大于IB2645的情况分别对应于图3和4中的斜率3308和 408。信号mFFIFF635被开关占空比控制器电路处理的方式在下面参照图7来说明。
[0047]图7大致示出电源控制器电路700的一部分的示意图。该电路700被耦合以接收反馈信号IFB701，它在一个示例中等于图5中的反馈信号555。该电路700被耦合以接收占空比调节信号735，它在一个示例中等于图5中的占空比调节信号535。电路700的输出是 Vpwm信号765，它在一个示例中用于获取驱动信号521来驱动图5中的开关525的切换。
[0048]当振荡器702输出信号720为低时，开关799闭合，并且电容器780被充电，其充电速率由电流源IJ45和1738的和来决定。这对应于波形796的上升沿，它是电压VD795在时间上的表示。在振荡器702输出信号720为低的时间内，来自AND门761的输出信号 774低至Vpwm信号765，它在一个示例至对应于图5中的开关525关断的时间。
[0049]当振荡器702输出信号720变高时，开关799断开，并且对电容器780的充电停止。 在由上升沿延迟电路764决定的延迟周期之后，开关785闭合，导致电容器Cd780以由电流 源782决定的速率放电。这对应于波形796的下降区。波形796的平顶部分由开关799关 断和开关785导通之间的延迟产生。
[0050]波形796的电压下降到参考电压电平772以下所花费的时间决定了 Vpwm输出765 的导通时间Ton。由于电容器780的放电速率由电流源782固定，所以Vpwm输出765的导通 时间Ton由在开关799闭合周期内电容器780被充电的速率决定。这又是1738和IJ45的 函数。作为总周期时间Ts的一部分的Vpwm输出765的导通时间Ton是占空比，并且它在一 个示例中对应于图5中开关S1525的占空比。
[0051]作为反馈信号701的函数的控制器占空比特征的PWM增益由电流源736、745和 782的相对振幅来设定，它在一个示例中对应于图2中的斜率213。然而，由于这和本发明 无关，所以这在此不再进一步讨论。
[0052]根据本发明的示例涉及了占空比调节信号735对于给定反馈信号701值的占空比 和例如图5中开关525的最大占空比的影响。可以理解的是，例如流过开关525的电流520 的其它因素还可以影响在特定条件下开关525的实际导通时间。例如，如果电源在检测到 电流520已经超过安全电平的故障条件下操作，则开关525的导通时间会因该原因而不是 在图7中Vpwm765信号变低的原因而终结。
[0053]如图7所示，关系式739反映了反馈信号701和占空比调节信号735对于电容器 780的充电以及Vpwm输出信号765的占空比的影响。当占空比调节信号735基本为零时，在 一个示例中对应于图6中的基本为零的1#25的数值，关系式739变成:
[0054]I = P10 — mc (Ifb — Ib) (2)
[0055]在一个示例中，等式2的关系式产生占空比相对于反馈信号701的特征，它由图2 中的特征217来限定。
[0056]对于当图6中的IFF/ml611大于IB1640时的所有情况，占空比调节信号735是有限 的。关系式739则为:
[0057]I = P10 — {mc (Ifb — IB) + mFFIFF} (3)
[0058]作为前馈信号610的函数的占空比调节信号735的斜率值是固定值，并且对于输 入电压条件的每个范围都是线性的，如参照上述图5和6所描述的那样。对于当占空比调 节信号为非零的每个条件，等式3和739的关系式应用于决定电容器780的充电速率。
[0059]应当注意，等式3和739的关系式仅仅对于等于或大于电流源IB703的反馈信号 Ifb701的数值为真。对于小于电流源Ib703的反馈信号Ifb701的数值，关系式739中的项 741基本为零，但是不会为负数。这是因为输出电流不能小于零的电流镜752的作用。
[0060]在一个示例中，反馈信号Ifb701小于电流源Ib703的情况对应于图2中的区域 251，其中反馈信号219中的变化对于保持在最大值的占空比D220没有影响。然而，增加前 馈信号振幅可以减小最大占空比，如通过Dmax值201、202、203和204所表示的那样。在一个 示例中，影响占空比D所需的反馈信号％210的数值为固定值，而与前馈信号的振幅无关。 在一个示例中，这对应于图7的电路，其中关系式739的项741为零，直到反馈电流Iff701的数值大于电流源Ib703。
[0061]图8大致示出最大占空比802和前馈或输入电压信号801振幅之间的关系的一个 示例，根据本发明，它在一个示例中在图5中可以由电源控制器545使用从而响应于前馈信 号510来控制开关S1525的切换。
[0062]在该示例中，根据本发明，最大占空比802是输入电压信号801的多个线性函数。 在该示例中，当输入电压信号在数值820的第一范围内时，开关的最大占空比是输入电压 信号801的第一线性函数。当输入电压信号801处于数值823的第二范围时，开关的最大 占空比802是输入电压信号801的第二线性函数。当输入电压信号处于数值826的第n个 范围时，开关的最大占空比802是输入电压信号801的第n个线性函数。
[0063]在一个示例中，斜率1827具有基本等于零的斜率，但是根据本发明可以理解的是 在其它示例中斜率1827也可以具有非零斜率。在一个示例中，除当输入电压信号801在数 值820的第一范围内之外的所有线性函数是当输入电压信号801增大时最大占空比802的 线性减小。在另一个示例中，这n个斜率的任意一个或者多个可以具有基本为零的斜率，只 要这n个斜率之一具有当输入电压信号801增大时的最大占空比802的线性减小即可，这 仍然得益于本发明的教导。
[0064]图9大致示出给定或固定值反馈信号Ufb902的占空比和前馈或输入电压信号901 振幅之间的关系的一个示例，根据本发明，它在一个示例中在图5中可以由电源控制器545 使用以响应于固定反馈信号值Ufb555的前馈信号510来控制开关S1525的切换。在该示例 中，固定值反馈信号Ufb902的占空比是输入电压信号901的多个线性函数。
[0065]在该示例中，当输入电压信号在数值920的第一范围内时，开关的固定值反馈信 号Ufb902的占空比是输入电压信号901的第一线性函数。当输入电压信号901处于数值 923的第二范围时，开关的固定值反馈信号Ufb902的占空比是输入电压信号901的第二线 性函数。当输入电压信号处于数值926的第n个范围时，开关的固定值反馈信号Ufb902的 占空比是输入电压信号901的第n个线性函数。
[0066]在一个示例中，斜率1927具有基本等于零的斜率，但是根据本发明可以理解的是 在其它示例中斜率1927也可以具有非零斜率。在一个示例中，除了当输入电压信号901在 数值920的第一范围内以外的所有线性函数是当输入电压信号901增大时给定或固定值反 馈信号值的占空比902的线性减小。在另一个示例中，这n个斜率的任意一个或者多个可 以具有基本为零的斜率，只要这n个斜率中的至少一个具有当输入电压信号901增大时给 定或固定值反馈信号值的占空比902的线性减小即可，这仍然得益于本发明的教导。
[0067]图10大致示出增益选择器电路1000的示例性示意图，根据本发明，它在一个示例 中可以应用于产生输入电压信号的多个线性函数，如上参照图8和9所述那样。在一个示 例中的增益选择器电路1030的部分和图6中的方块630在许多方面是共同的，因此在此不 再赘述。
[0068]如图所示，增益选择器电路1000被耦合以接收在终端1051处的前馈IFF或输入 电压信号1010。增益选择器电路1000产生耦合到开关占空比控制器电路的信号1035，所 述控制器电路在一个示例中可以是图5中的开关占空比控制器522。图10的增益选择器电 路1000包括多个方块，从而产生作为输入电压信号1010的函数的占空比调节信号1035的 多个线性函数。[0069]为了清楚说明，仅仅在图10中示出第n个方块1031，它在一个示例中分别实施图 8和9中的第n个斜率830或930。在该示例中，电流In1015基本为零，直到电流IFF/ml 1032 超过电流 IBn1011，其中 IBn>…>IB2>IB1。对于大于 IBn1011 的 IFF/mll032 值，在 IFF/mll032 和 IBn1011之间的差值乘以电流镜1020比率mn，并且从IJ025中被减去。因此，通常来说，占空比调节信号1035可以由下面的关系式来表示:
[0070]mFFIFF = I1-12Ii 1nmn(4)
[0071]包括在摘要中说明的本发明的所示示例的上述说明不是排他性说明，或者不用于限制为所公开的具体形式。虽然在此为了进行阐述说明了本发明的具体实施例以及示例， 但是可以进行多种等效变型，这是本领域技术人员熟知的。实际上，可以理解的是，为了进行说明提供具体电压、电流、频率、功率范围数值、时间等等，但是在其它实施例和示例中根据本发明的教导还可以采用其它数值。
[0072]这些变形都是根据上述【具体实施方式】部分内容作出的本发明的示例。下面的权利要求中采用的术语不用于将本发明限制为在说明书和权利要求书中公开的具体实施例。相反，该范围由下面的权利要求进行整体限定，它是根据权利要求释义的设立原则来构造的。
【权利要求】
1.一种电源控制器,包括: 用于接收反馈信号和占空比调节信号的开关占空比控制器，该开关占空比控制器用于产生驱动信号以控制耦合到能量传输元件的开关的切换，从而调节从电源的输入端传输到电源的输出端的能量；以及 用于接收输入电压信号以产生由所述开关占空比控制器接收的占空比调节信号的增益选择器电路，所述输入电压信号表示输入到电源的输入电压，其中所述开关占空比控制器用于限制所述驱动信号的最大占空比，并且所述驱动信号的占空比响应于所述输入电压信号的数值范围内的具有非零斜率的多个线性函数而改变。
2.根据权利要求1的电源控制器，其中所述多个线性函数包括第一线性函数、第二线性函数和第三线性函数中的一个或多个，其中当输入电压信号低于第一阈值时，所述驱动信号的占空比响应于第一线性函数被调节，其中当输入电压信号在所述第一阈值和第二阈值之间时，所述驱动信号的占空比响应于第二线性函数被调节，其中当输入电压信号在所述第二阈值和第三阈值之间时，所述驱动信号的占空比响应于第三线性函数被调节。
3.根据权利要求2的电源控制器，其中所述第一线性函数的斜率基本为零。
4.根据权利要求2的电源控制器，其中所述第三线性函数的斜率基本为零。
5.根据权利要求1的电源控制器，其中所述输入电压信号是电流。
6.根据权利要求1的电源控制器，其中所述输入电压信号是电压。
7.根据权利要求1的电源控制器，其中所述开关和所述电源控制器都被包括在单片集成电路中。
8.根据权利要求1的电源控制器，其中所述开关和所述电源控制器都被包括在混合集成电路中。
【文档编号】H02M3/335GK103441679SQ201310045881
【公开日】2013年12月11日 申请日期:2007年10月8日 优先权日:2006年10月4日
【发明者】S·鲍尔勒, Z·-J·王 申请人:电力集成公司