逆变器控制装置以及电机驱动系统的制作方法

本发明的实施方式涉及逆变器控制装置。

背景技术：

以往，在永磁同步电机(pmsm)和同步磁阻电机(synrm)的无旋转相位角传感器控制中，使用了在高速区域中利用感应电压的旋转相位角的推定方法。然而，在磁铁磁通较小的pmsm和synrm中，即使是高速区域，在低负载的状态下由交链磁通产生的感应电压也较小，因此存在旋转相位角的推定精度不良的问题。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2011-244655号公报

专利文献2：日本特开2002-58294号公报

专利文献3：日本特开2009-153347号公报

专利文献4：日本特开2010-154598号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

本发明提供一种逆变器控制装置以及电机驱动系统，其能够高精度地推定电机的旋转相位角。

用于解决技术问题的方案

一个实施方式所涉及的逆变器控制装置具备逆变器主电路、电流指令生成部、电压指令生成部、推定部以及高频叠加部。逆变器主电路能够与规定的旋转驱动对象电连接。电流指令生成部生成电流指令。电压指令生成部生成使从逆变器主电路输出的电流等于电流指令的电压指令。推定部计算出旋转驱动对象的推定旋转相位角。高频叠加部根据旋转驱动对象的特征量与阈值之间的关系，在电流指令或者电压指令上叠加高频。

附图说明

图1是示出第一实施方式所涉及的电机驱动系统的结构的图。

图2是说明三相固定坐标系以及dcqc轴旋转坐标系的图。

图3是示出图1的电流指令生成部的结构的图。

图4是示出图3的电感数据表的图。

图5是示出图3的电流相位角数据表的图。

图6是示出图1的电压指令生成部的结构的图。

图7是示出图1的速度-旋转相位角推定部的结构的图。

图8是示出以往的pmsm以及synrm的高负载时的特性的图。

图9是示出以往的pmsm以及synrm的低负载时的特性的图。

图10是示出高频叠加的切换方法的一例的图。

图11是示出图1的高频叠加部的一例的图。

图12是示出图11的判定部的一例的图。

图13是示出图7的高频检测部的结构的图。

图14是说明图13的带通滤波器的动作的图。

图15是示出图13的fft解析部的动作的图。

图16是示出高频电流idc＇、iqc＇的一例的图。

图17是说明图11的高频叠加部的动作的一例的图。

图18是示出高频叠加部的变形例的结构的图。

图19是说明图18的高频叠加部的动作的一例的图。

图20是说明图18的高频叠加部的动作的其他例子的图。

图21是说明图18的高频叠加部的动作的其他例子的图。

图22是示出第二实施方式所涉及的电机驱动系统的结构的图。

图23是示出图22的电压指令生成部的结构的图。

图24是示出图22的控制方式切换部的结构的图。

图25是示出图22的速度-旋转相位角推定部的结构的图。

图26是说明图22的逆变器控制装置的动作的图。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明的实施方式进行说明。

(第一实施方式)

参照图1至图21，对第一实施方式所涉及的逆变器控制装置进行说明。图1是示出本实施方式所涉及的电机驱动系统的结构的图。如图1所示，本实施方式所涉及的电机驱动系统具备电机1和逆变器控制装置2(以下称为“控制装置2”)。

电机1是控制装置2的旋转驱动对象，连接于控制装置2。下面，以电机1为同步磁阻电机(以下称为“synrm1”)的情况为例进行说明。synrm1具备定子和转子。定子具有三个励磁相(u相、v相以及w相)。定子通过流向各励磁相的三相交流电流产生磁场。转子不具有永磁体，通过与定子产生的磁场之间的磁相互作用而旋转。

控制装置2以无旋转相位传感器的方式控制synrm1的旋转相位角θ。如图1所示，本实施方式所涉及的控制装置2具备逆变器主电路21、电流检测器22、坐标变换部23、电流指令生成部24、电压指令生成部25、坐标变换部26、pwm调制部27、速度-旋转相位角推定部28、加法器29以及高频叠加部30。

逆变器主电路21是具备开关元件的电路。逆变器主电路21通过切换开关元件的通/断，从而将来自电源(省略图示)的电力转换为交流，并供给至synrm1。逆变器主电路21从pwm调制部27被输入控制各开关元件的通/断的控制信号。

电流检测器22检测流向synrm1的定子的三相交流电流中的、两相或者三相的电流。图1示出了检测两相(u相以及w相)的电流iu、iw的结构。此外，流向synrm1的定子的三相交流电流也可以根据逆变器主电路21的直流侧电流通过计算求得。

坐标变换部23将电流检测器22检测出的电流iu、iw从三相固定坐标系变换到dcqc轴旋转坐标系，生成电流idc、iqc。电流idc为流向定子的电流的dc轴成分，电流iqc为流向定子的电流的qc轴成分。在此，参照图2，对三相固定坐标系以及dcqc轴旋转坐标系进行说明。

如图2所示，三相固定坐标系是由α轴和β轴构成的固定坐标系。在图2中，α轴设定为u相方向，β轴设定为与α轴垂直的方向。由电流检测器22检测出的电流iu、iw表示在这种三相固定坐标上。

与此相对地，dcqc轴旋转坐标系是由dc轴和qc轴构成的旋转坐标系。dc轴设定成由控制装置2推定为d轴方向(转子的电感最小的方向)的方向，qc轴设定成由控制装置2推定为q轴方向(转子的电感最大的方向)的方向。图2的电感椭圆表示转子的电感。

如图2所示，dcqc轴和dq轴未必一定一致。用从α轴到d轴的角度表示转子实际的旋转相位角θ。另外，用从α轴到dc轴的角度表示控制装置2推定出的转子的推定旋转相位角θest。在以下的说明中，将旋转相位角θ与推定旋转相位角θest之间的误差称为误差δθ。

坐标变换部23通过使用速度-旋转相位角推定部28输出的推定旋转相位角θest，能够将三相固定坐标系变换为dcqc轴旋转坐标系。

电流指令生成部24根据扭矩指令t*以及推定速度ωest，生成电流指令idc*、iqc*。扭矩指令t*是指要使转子产生的扭矩值。在本实施方式中，扭矩指令t*为从外部装置输入的值。推定速度ωest是指控制装置2推定出的转子的速度ω。电流指令idc*是指流向synrm1的电流的dc轴成分。电流指令iqc*是指流向synrm1的电流的qc轴成分。

在此，图3是示出电流指令生成部24的结构的图。如图3所示，电流指令生成部24具备电感数据表31和电流相位角数据表32。

电感数据表31是表示电流指令与电感之间的关系的数据表。如图4所示，在电感数据表31中包括表示电流指令idc*与电感ld之间的关系的数据表、和表示电流指令iqc*与电感lq之间的关系的数据表。电感ld为synrm1的电感的d轴成分，电感lq为synrm1的电感的q轴成分。电感数据表31可以被反馈电流指令idc*、iqc*，并分别输出与电流指令idc*、iqc*相应的电感ld、lq。

如图5所示，电流相位角数据表32是表示扭矩指令t*以及推定角速度ω*与电流相位角β之间的关系的数据表。电流相位角β是与流向定子的电流相对应的电流矢量的相位角。电流相位角数据表32被输入扭矩指令t*以及推定角速度ω*，并输出与扭矩指令t*以及推定角速度ω*相应的电流相位角β。

首先，电流指令生成部24根据扭矩指令t*、电感ld、lq以及电流相位角β，计算出电流idq。电流idq为流向定子的电流的大小。电流idq通过下式计算。

[数学式1]

在式(1)中，p为synrm1的极对数。

接下来，电流指令生成部24根据电流idq和电流相位角β生成电流指令idc*、iqc*。电流指令idc*是大小为电流idq、且相位角为电流相位角β的电流矢量的dc轴成分。另外，电流指令iqc*是大小为电流idq、且相位角为电流相位角β的电流矢量的qc轴成分。

此外，电流指令idc*、iqc*的计算方法并不仅限于上述方法，能够任意选择。

电流指令生成部25(电流控制部)根据电流idc、iqc、电流指令idc*、iqc*以及推定速度ωest，以使从逆变器主电路21输出的电流(即、流向synrm1的电流)变为电流指令idc*、iqc*的方式，生成电压指令vdc*、vqc*。电压指令vdc*为施加到synrm1的定子上的电压的dc轴成分。电压指令vqc*为施加到synrm1的定子上的电压的qc轴成分。

图6是示出电压指令生成部25的结构的图。如图6所示，电压指令生成部25具备pi控制器41、前馈指令生成部42以及加法器43、44。

pi控制器41被输入电流idc、iqc以及电流指令idc*、iqc*，通过pi控制计算出使电流idc、iqc变为电流指令idc*、iqc*的电压acrd、acrq。电压acrd、acrq是根据误差δθ生成的电压，在设定的电机参数与真值一致并且误差δθ为0的情况下均为0。pi控制器41输出的电压acrd、acrq被分别输入到加法器43、44。

前馈指令生成部42被输入电流指令idc*、iqc*和推定速度ωest，并生成前馈电压vd_ff、vq_ff。前馈电压vd_ff、vq_ff例如通过下式计算。

[数学式2]

在式(2)中，r为定子的绕线电阻。前馈指令生成部42输出的前馈电压vd_ff、vq_ff被分别输入到加法器43、44。

加法器43将电压acrd以及前馈电压vd_ff相加，生成电压指令vdc*。加法器44将电压acrq以及前馈电压vq_ff相加，生成电压指令vdq*。

坐标变换部26将电压指令生成部25输出的电压指令vdc*以及加法器29输出的电压从dcqc轴旋转坐标系变换到三相固定坐标系。坐标变换部26与坐标变换部23同样地，通过使用推定旋转相位角θest，能够将dcqc轴旋转坐标系变换为三相固定坐标系。

下面，将由坐标变换部26进行了坐标变换的电压称为电压指令vu*、vv*、vw*。电压指令vu*为施加到定子的u相上的电压，电压指令vv*为施加到定子的v相上的电压，电压指令vw*为施加到定子的w相上的电压。

pwm调制部27通过使用了三角波的pwm(pulse-widthmodulation：脉冲宽度调制)对电压指令vu*、vv*、vw*进行调制，生成与逆变器主电路21的各开关元件的通或者断相对应的二值的控制信号。pwm调制部27将生成的控制信号输入到逆变器主电路21。

速度-旋转相位角推定部28(以下称为“推定部28”)根据电压指令vdc*、vqc*以及电流idc、iqc，推定synrm1的转子的速度ω以及旋转相位角θ，并计算出推定速度ωest以及推定旋转相位角θest。推定部28输出的推定速度ωest被输入到电流指令生成部24、电压指令生成部25以及高频叠加部30。另外，推定旋转相位角θest被输入到坐标变换部23、26，并被用于坐标变换。

本实施方式所涉及的推定部28使用扩展感应电压来推定速度ω以及旋转相位角θ。下面，对使用扩展感应电压的推定方法进行说明。

在旋转相位角θ与推定旋转相位角θest之间的误差δθ为0的情况下，即dq轴与dcdq轴一致的情况下，以下的电压方程式成立。

[数学式3]

在式(3)中，vd为施加到synrm1上的电压的d轴成分，vq为施加到synrm1上的电压的q轴成分，id为流向synrm1的电流的d轴成分，iq为流向synrm1的电流的q轴成分，p为微分算子(d/dt)。

与此相对地，在产生了误差δθ而dq轴与dcdq轴偏离的情况下，以下的电压方程式成立。

[数学式4]

ldc＝l0+l1cos2δθ···(5)

lqc＝l0-l1cos2δθ···(6)

ldqc＝l1sin2δθ···(8)

在式(4)中，vdc为施加到synrm1上的电压的dc轴成分，vqc为施加到synrm1上的电压的qc轴成分。

根据式(4)至式(8)，式(4)的各项中包含的电感取决于误差δθ而变化。因此，难以直接由式(3)、(4)求出δθ。当将式(3)改写成扩展感应电压表达时，式(3)表达如下。

[数学式5]

同样地，当将式(4)至式(8)改写成扩展感应电压表达时，表达如下。

[数学式6]

ex＝(ld-lq)(pid+ωiq)···(12)

将由上式(12)表达的电压ex称为扩展感应电压。

在此，将式(10)变形为如下。

[数学式7]

由于式(11)与式(13)相等，因此下式成立。

[数学式8]

当对式(14)的各项进行除法计算时，下式成立。

[数学式9]

进一步，当取式(15)的反正切时，变成如下。

[数学式10]

推定部28根据式(16)计算出误差δθ，并通过以使误差δθ变为0的方式进行pll控制，由此能够推定出速度ω，并计算出推定速度ωest。另外，通过对推定速度ωest进行积分，能够推定出旋转相位角θ，并计算出推定旋转相位角θest。

图7是示出用上述方法推定速度ω以及旋转相位角θ的推定部28的结构的图。如图7所示，推定部28具备高频检测部51、δθ计算部52、pll控制部53以及积分器54。

高频检测部51检测电流idc、iqc的高频成分，计算出电流微分项pidc、piqc。高频检测部51输出的电流微分项pidc、piqc被输入到δθ计算部52。δθ计算部52计算出的误差δθ被输入到pll控制部53。此外，将在后面说明高频检测部51的细节。

pll控制部53以使误差δθ变为0的方式进行pll控制，计算出推定速度ωest。pll控制部53输出的推定速度ωest被输入到积分器54。

积分器54对推定速度ωest进行积分，计算出推定旋转相位角θest。

加法器29将电压指令生成部25输出的电压指令vdc*与高频叠加部30输出的高频电压vh相加。由此，在电压指令vdc*上叠加高频电压vh。被叠加了高频电压vh的电压指令vdc*被输入到坐标变换部26。

高频叠加部30在synrm1的电压振幅指令vdqc*或者功率pm低于阈值的情况下，输出高频电压vh。在此所说的电压振幅指令vdqc*是指通过电压指令vdc*、vqc*设定的synrm1的端子电压，vdqc*＝(vdc*²+vdc*²)^1/2。另外，功率pm是指synrm1的额定输出(轴输出)。输出的高频电压vh通过加法器29被叠加在电压指令vdc*上。下面，对在电压指令vdc*上叠加高频电压vh的理由进行说明。

如上所述，推定部28使用扩展感应电压ex计算出误差δθ，并推定速度ω以及旋转相位角θ。然而，在synrm1的负载较小的情况下，式(12)的扩展感应电压ex会变小。

在此，图8以及图9是示出扭矩、功率pm以及电压振幅指令vdqc*相对于以往的pmsm以及synrm的速度的特性的图。图8表示各电机输出较大扭矩的高负载时的特性。图9表示各电机输出较小扭矩的低负载时的特性。

如图8所示，以往的pmsm以及synrm在高负载时能够获得足够的扩展感应电压ex。因此，控制pmsm以及synrm的控制装置即使以某个速度ωn为基准，停止对电压指令vdc*叠加高频电压vh，也能够继续进行稳定的控制，而不会使pmsm以及synrm失步。

另外，如图9所示，以往的pmsm即使是在低负载时，也产生与旋转速度相应的磁铁电压，因此可获得比较大的扩展感应电压ex。因此，控制pmsm的控制装置即使以某个速度ωn为基准，停止对电压指令vdc*叠加高频电压vh，也能够进行控制，而不会使pmsm失步。

与此相对地，如图9所示，以往的synrm在低负载时扩展感应电压ex会变小。这点如上所述。因此，当控制synrm的控制装置以某个速度ωn为基准，停止对电压指令vdc*叠加高频电压vh时，旋转相位的推定变得困难，有可能造成synrm失步和控制不稳定。

因此，如图10所示，本实施方式所涉及的控制装置2在synrm1的电压振幅指令vdqc*或者功率pm低于阈值的情况下，在电压指令vdc*上叠加高频电压vh，从而增大扩展感应电压ex，使synrm1的控制稳定。当叠加高频电压vh时，式(4)的dc轴的电流微分项在δθ极小的情况下变成如下所示。

[数学式11]

另外，在电流idp较小的情况下，式(12)的扩展感应电压ex变成如下所示。

[数学式12]

ex＝(ld-lq)pid···(18)

根据式(17)以及式(18)，扩展感应电压ex变成如下所示。

[数学式13]

根据式(19)可知，通过叠加高频电压vh，扩展感应电压ex会变大。因此，能够使用扩展感应电压ex推定出旋转相位角θ。此时，误差δθ用下式表示。

[数学式14]

在此，图11是示出高频叠加部30的结构的一例的图。图11的高频叠加部30根据synrm1的功率pm，对高频叠加的有无进行切换。如图11所示，高频叠加部30具备判定部60。

判定部60根据synrm1的功率pm，判定是否叠加高频电压vh。判定部60输出与判定结果相应的信号。下面，假设判定部60在判定为扩展感应电压ex较大的情况下输出0，在判定为扩展感应电压ex较小的情况下输出1。

高频叠加部30在判定部60判定为扩展感应电压ex较大(输出了0)的情况下，不输出高频电压vh。在这种情况下，向坐标变换部26输入电压指令vdc*。

与此相对地，高频叠加部30在判定部60判定为负载较小(输出了1)的情况下，输出高频电压vh。在这种情况下，向坐标变换部26输入通过加法器29加上了高频电压vh的电压指令vdc*。此外，高频电压vh用下式表示。

[数学式15]

vh＝vhsinωt＝vhsin2πfh···(21)

在式(20)中，vh为振幅的设定值，fh为频率的设定值。

图12是示出图11的判定部60的一例的图。如上所述，该判定部60根据synrm1的功率pm，判断是否需要进行高频叠加。具体而言，判定部60根据扭矩指令t*以及推定速度ωest，计算出synrm1的功率pm，并比较功率pm与规定的阈值pr。判定部60在功率pm小于阈值pr的情况下(pm＜pr)，判定为负载较小。

对阈值pr进行设定，从而使速度ω以及旋转相位角θ的推定精度得以提高。例如，当假设能够使用扩展感应电压ex高精度地推定出旋转相位角θ的最低值为n时，与电机极对数为1的情况的阈值pr相对应的扩展感应电压ex用下式表示。

[数学式16]

另外，synrm1的功率pm用下式表示。

[数学式17]

pm＝ωest(ld-lq)idiq···(23)

因此，根据式(22)、(23)，满足能够高精度地推定出旋转相位角θ的扩展感应电压最低值n的阈值pr如下。

[数学式18]

判定部60只要逐次或者事先计算出满足式(24)的阈值pr，再与功率pm进行比较即可。由此，在功率pm小于阈值pr的情况下，高频电压vh被叠加到电压指令vdc*上。

此外，除式(23)以外，功率pm也可以使用下面的数学式计算出来。

[数学式19]

pm＝vdcidc+vqciqc···(25)

另外，高频叠加部30也可以根据synrm1的电压振幅指令vdqc*对高频叠加的有无进行切换。在这种情况下，代替扭矩指令t*以及推定速度ωest，向高频叠加部30输入电压指令vdc*、vqc*。

而且，如图13所示，判定部60也可以根据电压指令vdc*、vqc*计算出synrm1的电压振幅指令vdqc*，并比较电压振幅指令vdqc*与阈值vr，在vdqc*＜vr的情况下判定为负载较小。由此，在电压振幅指令vdqc*小于阈值vr的情况下，高频电压vh被叠加到电压指令vqc*上。

这样，在负载较小的情况下，高频叠加部30将高频电压vh叠加到电压指令vdc*上，由此能够增大扩展感应电压ex，提高使用扩展感应电压ex的速度ω以及旋转相位角θ的推定精度。

在此，对推定部28的高频检测部51的细节进行说明。如上所述，高频叠加部30在synrm1的负载较小的情况下，在电压指令vqc*上叠加高频电压vh。在未叠加高频电压vh的情况下，推定部28通过式(16)计算出误差δθ，在叠加了高频电压vh的情况下，推定部28通过式(20)计算出误差δθ。

根据式(20)可知，在叠加了高频电压vh的情况下，为了计算出δθ，电流微分项pidc、piqc是必需的。高频检测部51计算出该电流微分项pidc、piqc。推定部28将高频检测部51计算出的电流微分项pidc、piqc代入式(20)，从而计算出误差δθ。

图14是示出高频检测部51的结构的图。如图14所示，高频检测部51具备带通滤波器55和fft解析部56。

如图15所示，带通滤波器55使输入的电流idc、iqc中包含高频电压vh的频率fh在内的规定范围的频率成分通过，而使范围外的频率成分衰减。由此，带通滤波器55从电流idc、idq中检测出具有频率fh的高频电流idc＇、iqc＇。带通滤波器55输出的高频电流idc＇、iqc＇被输入到fft解析部56。

fft解析部56分别计算出带通滤波器55检测出的高频电流idc＇、iqc＇的振幅idc＇p-p、iqc＇p-p。如图16所示，fft解析部56例如相对于高频电流idc＇、iqc＇在高频电压vh的一个周期(＝1/fh)中进行四次采样，并根据采样的四个电流值分别计算出振幅idc＇p-p、iqc＇p-p。

通过带通滤波器55对高频电流idc＇、iqc＇除去多余的频率成分。因此，如图17所示，fft解析部56能够高精度地计算出振幅idc＇p-p、iqc＇p-p。

高频检测部51用采样期间dt分别除以由fft解析部56计算出的振幅idc＇p-p、iqc＇p-p，从而计算出电流微分项pidc、piqc。

如上所述，本实施方式所涉及的逆变器控制装置2在synrm1的负载较低的情况下，在电压指令vqc*上叠加高频电压vh。由此，即使在synrm1的负载较低、由交链磁通产生的感应电压较小的情况下，也能够增大扩展感应电压ex，从而使用扩展感应电压ex高精度地推定出synrm1的旋转相位角θ以及速度ω。因此，能够抑制synrm1的控制不稳定和失步。

此外，在上述说明中，虽然对逆变器控制装置2控制synrm1的动作的情况进行了说明，但是该逆变器控制装置2也能够用作pmsm、或通过二次绕组供给磁场磁通的绕组磁场式同步电机的控制装置。

另外，逆变器控制装置2既可以将高频电压vh叠加到电压指令vqc*上，也可以将高频电流叠加到电流指令idc*、iqc*上。在任意一种情况下，都能够增大扩展感应电压ex，因此都能够得到上述效果。

另外，高频叠加部30也可以根据synrm1的旋转相位角的误差δθ，对高频叠加的有无进行切换。在这种情况下，代替扭矩指令t*以及推定速度ωest，向高频叠加部30输入推定部28计算出的误差δθ。

然后，判定部60可以比较误差δθ与阈值δθr，在|δθ|＞δθr的情况下判定为负载较小。由此，如图18所示，在误差δθ大于阈值δθr的情况下，高频电压vh被叠加到电压指令vqc*上。

在无传感器控制中，旋转相位角的误差δθ被控制为接近零，在误差δθ超过阈值的情况下进行高频叠加，由此能够容易使相位角误差向零收敛，能够抑制synrm1的控制不稳定和失步。

另外，不仅限于使用了扩展感应电压ex的无传感器控制，逆变器控制装置2也能够应用于使用了观测器和pwm高频的无传感器控制。

另外，逆变器控制装置2也可以不具备电流检测器22，而以无电流传感器的方式控制synrm1。在这种情况下，也能够得到同样的效果。

(第一实施方式的变形例)

接下来，参照图19至图21，对第一实施方式所涉及的高频叠加部30的变形例进行说明。该高频叠加部30根据synrm1的负载改变叠加的高频电压vh的振幅vh。图19是示出该高频叠加部30的结构的图。如图19所示，高频叠加部30进一步具备振幅计算部61。

振幅计算部61根据synrm1的功率pm或者电压振幅指令vdqc*，计算出高频电压vh的振幅vh。振幅计算部61以使synrm1的功率pm或者电压振幅指令vdqc*越小振幅vh越大的方式进行计算。

例如，如图19所示，在判定部60使用synrm1的功率pm进行判定的情况下，振幅计算部61根据扭矩指令t*以及推定速度ωest，通过下式计算出振幅vh。

[数学式20]

由此，如图20所示，功率pm越小，振幅vh越大。只要以满足式(24)的关系的方式确定振幅vh的值即可。

另外，在使用电压振幅指令vdqc*改变高频电压vh的振幅vh的情况下，振幅计算部61也可以通过下式计算出振幅vh。

[数学式21]

由此，在流通一定的电流的情况下，振幅vh不依存于电压振幅指令vdqc*，而与速度ω成反比地减少，变为如图21所示的特性。

通过这样的结构，逆变器控制装置2使用速度ω和扩展感应电压ex的关系能够使叠加的高频电压vh可变。

此外，该高频叠加部30也可以根据synrm1的负载改变高频电流vh的频率fh。另外，不仅限于功率pm和电压振幅指令vdqc*，高频叠加部30也可以根据推定速度ωest和扭矩指令t*改变振幅vh。

(第二实施方式)

接下来，参照图22至图26，对第二实施方式所涉及的逆变器控制装置2进行说明。本实施方式所涉及的逆变器控制装置2利用两种旋转相位角θ以及速度ω的推定方法，并根据synrm1的负载切换这两种推定方法。

图22是示出本实施方式所涉及的电机驱动系统的结构的图。如图22所示，本实施方式所涉及的逆变器控制装置2进一步具备控制方式切换部70。下面，对与第一实施方式不同之处进行说明。

如图23所示，电压指令生成部25输出电压指令vdc*、vqc*，并且输出电压acrd。电压指令生成部25输出的电压acrd被输入到推定部28。

控制方式切换部70根据synrm1的电压振幅指令vdqc*或者功率pm输出二值的控制切换信号。在本实施方式中，通过该控制切换信号，对旋转相位角θ以及速度ω的推定方法等的控制方式进行切换。下面，假设控制方式切换部70在电压振幅指令vdqc*或者功率pm较小的情况下输出0，在电压振幅指令vdqc*或者功率pm较大的情况下输出1。

如图24所示，控制方式切换部70可以根据电压指令vdc*、vqc*计算出synrm1的电压振幅指令vdqc*，并比较电压振幅指令vdqc*与阈值vr，在vdqc*＜vr的情况下判定为负载较小。

另外，控制方式切换部70也可以根据扭矩指令t*以及推定速度ωest计算出synrm1的功率pm，并比较功率pm与规定的阈值pr，在pm＜pr的情况下判定为负载较小。

进一步，控制方式切换部70也可以比较推定速度ωest与规定的阈值ωr，在ωest＜ωr的情况下判定为需要叠加高频电压vh。

高频叠加部30从控制方式切换部70被输入控制切换信号。作为控制切换信号而被输入0时，高频叠加部30输出高频电压vh，作为控制切换信号而被输入1时，高频叠加部30不输出高频电压vh。高频叠加部30输出的高频电压vh被输入到推定部28以及加法器29。

加法器29将电压指令vdc*与高频电压vh相加，并输入到坐标变换部26。由此，高频电压vh被叠加到电压指令vdc*上。

如图25所示，推定部28具备pll控制部53、积分器54、第一推定部57、第二推定部58以及开关59。第一推定部57以及第二推定部58分别用不同的方法计算误差δθ。

第一推定部57根据高频电压vh和电流idc，计算出误差δθ。在电压指令vdc*上叠加了高频电压vh的情况下，电流微分项pidc用下式表示。

[数学式22]

在误差δθ足够小的情况下，根据式(28)，误差δθ用下式表示。

[数学式23]

第一推定部57根据式(29)计算出误差δθ。

第二推定部58使用pi控制器41输出的电压acrd与前馈电压vd_ff、vq_ff之间的关系，计算出误差δθ。具体而言，第二推定部58根据电流idc、iqc以及电压acrd，计算出误差δθ。

在产生误差δθ的情况下，根据式(2)，前馈电压vd_ff、vq_ff用下式表示。

[数学式24]

在此，当关注式(30)的dc轴成分时，下式成立。

[数学式25]

δvdc*＝-ωestl1sin2δθidc+ωestl1(1-cos2δθ)iqc···(31)

在误差δθ足够小的情况下，根据式(31)，误差δθ用下式表示。

[数学式26]

第二推定部58根据式(32)计算出误差δθ。

开关59根据控制切换信号，切换向pll控制部53输入的误差δθ。在作为控制切换信号而被输入0时，开关59将第一推定部57输出的误差δθ输入到pll控制部53。在作为控制切换信号而被输入1时，开关59将第一推定部58输出的误差δθ输入到pll控制部53。

pll控制部53相对于误差δθ进行pll控制，计算出推定速度ωest。积分器54对推定速度ωest进行积分，计算出推定旋转相位角θest。

如上所述，本实施方式所涉及的逆变器控制装置2如图26所示，使用第一控制方式和第二控制方式两种控制方式控制synrm1，在所述第一控制方式中使用通过叠加高频电压vh而产生的高频电流来推定旋转相位，在所述第二控制方式中使用基于交链磁通的电压来推定旋转相位。

在第一控制方式中，逆变器控制装置2在电压指令vdc*上叠加高频电压vh，并根据叠加了高频电压vh的电压指令vdc*计算出误差δθ，再根据该误差δ推定旋转相位角θ以及速度ω。由此，逆变器控制装置2能够增大扩展感应电压ex，提高旋转相位角θ以及速度ω的推定精度。

另外，在第二控制方式中，逆变器控制装置2以不在电压指令vdc*上叠加高频电压vh的方式，推定旋转相位角θ以及速度ω。由此，逆变器控制装置2能够降低扭矩脉动和由此产生的噪音、噪声以及高频损耗。

此外，作为通过第二推定部58计算误差δθ的计算方法，能够选择不使用高频电压vh的任意的方法。例如，第二推定部58可以使用观测器和电压acrd、acrq来计算误差δθ。

另外，控制方式切换部70也可以构成为，通过滞后动作来避免频繁地变更控制切换信号。

此外，本发明并不仅限于上述各实施方式本身，在实施阶段能够在不脱离其宗旨的范围内对构成要素进行变形加以具体化。另外，能够通过对上述各实施方式中公开的多个构成要素进行适当组合来形成各种发明。另外，例如也可以考虑从各实施方式示出的全部构成要素中删除若干个构成要素而得到的结构。进一步，也可以对记载于不同实施方式中的构成要素进行适当组合。

附图标记说明

1：电机(synrm)

2：逆变器控制装置

21：逆变器主电路

22：电流检测器

23：坐标变换部

24：电流指令生成部

25：电压指令生成部

26：坐标变换部

27：pwm调制器

28：速度-旋转相位角推定部

29：加法器

30：高频叠加部

31：电感数据表

32：电流相位角数据表

41：pi控制器

42：前馈指令生成部

43、44：加法器

51：高频检测部

52：δθ计算部

53：pll控制部

54：积分器

55：带通滤波器

56：fft解析部

57：第一推定部

58：第二推定部

59：开关

60：判定部

61：振幅计算部

70：控制方式切换部