具有短路装置的电力变换器子模块和具有其的电力变换器的制作方法

本发明涉及一种具有短路装置的用于电力变换器的子模块，以及具有若干这种串联连接的子模块的电力变换器。

背景技术：

用于将直流电变换成交流电以及反向变换以及很多其他目的的电力变换器常由子模块构成，子模块具有带可控功率半导体开关的电桥电路和用于暂时存储电能，形成直流电压中间电路的内部电容器。电桥电路与中间电路并联连接，可以由例如半桥形成，半桥具有串联连接的两个可控功率半导体开关。电桥电路也可以是所谓的H桥或全桥，具有两个并联连接到中间电路的功率半导体分支，每个分支都具有在其中串联布置的两个功率半导体开关。每个可控开关都具有分配给它的反并联的续流二极管。通过适当方式控制功率半导体开关以例如在开关的连接点处产生交变电压。反之，可以将开关的连接点处的交变电压变换成直流电压以为中间电路馈电。

对于大功率电力变换器而言，通常将多个这样的子模块彼此串联连接，以允许兆瓦范围的高额定系统功率和高压应用，例如高压直流电(HVDC)输电系统，并产生具有精细渐变的大致正弦电压。根据冗余性要求，即使在一个或多个子模块故障时也必须确保装置的功能，还可能需要使用多个串联连接的电力变换器子模块。

重要的是，故障子模块在可能的程度上不会影响整个系统的功能。故障可能由电桥电路的损伤或破坏的功率半导体开关或损伤或破坏的续流二极管导致，也可能由功率半导体开关的驱动器中的故障导致。有多种半导体开关可供使用。例如，可以利用所谓的平封(flat-pack)或模块化设计的绝缘栅双极性晶体管(IGBT)构建子模块，平封或模块化设计在衬底上具有多个IGBT和反并联二极管芯片。每个芯片都通过结合线与模块内部汇流条(busbar)电连接。在发生故障时，短路电流可能导致IGBT芯片损坏并在其集电极和其发射极连接之间形成短路。然后有缺陷的芯片通常会传导整个故障电流，与故障电流相关联的强度和过热可能导致接合线在数微秒之内熔化或被撕掉。这可能导致闪络故障，闪络故障可能导致相关IGBT模块和其他IGBT模块爆炸，最终使整个子模块的电路开路。这会中断子模块串联电路中的电流，这样会导致整个电力变换器关闭。应当防止这种情况。在发生故障时，希望在故障子模块的交流电压连接之间建立长期的低阻抗电流路径，以实现子模块之间的冗余性并确保电力变换器或整个系统的其他功能。

DE 10333798A1描述了一种短接电力变换器故障子模块的过程，子模块与全桥电路和与至少一个作为子模块串联电路中的能量储存器的内部中间电路电容器连接，，所有功率半导体开关被控制成当故障发生时，它们永久击穿以生成子模块直流电压侧的持久短路，。在发生故障时，功率半导体开关被破坏，这可能会提高成本。实施该过程一方面使得功率半导体开关的快速击穿同时避免了形成电弧故障和模块化设计制造的子模块部件爆炸，这可能非常复杂在很多情况下也极少能够实现。

DE 10323220A1公开了一种短路电路，用于具有内部中间电路电容器和全桥电路的故障电力变换器子模块，其中每个中间电路电容器都具有与其并联连接的电子型半导体器件，在发生子模块故障时，或者接受中间电路电容器的短路电流，或者根据这样的短路电流，控制子模块故障，然后永久破坏，或者由于电容器过电压而破坏。与中间电路电容器并联连接的半导体器件可以是二极管、短路晶闸管或功率半导体开关，尤其是IGBT。在发生故障时，例如，启动短路晶闸管，通过控制电桥电路的功率半导体开关，使得它们降低饱和度，短路电流迅速换向到启动的短路晶闸管，晶闸管随后击穿，并形成持久的短路旁路通路。与关联的半导体器件相关的这种旁路分支需要额外的部件并增大了电路的复杂性。

在实践中，当前还通常提供所谓的交流短路器，例如，通过布置于子模块的交流电压连接之间的旁路分支中的快速开关的机械开关来形成它，在发生故障时闭合，以在交流电压连接之间生成短路旁路通路。在此，同样，旁路通路需要额外的部件。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的是提出一种措施，允许用于具有至少一个可控功率半导体开关的电力变换器的子模块在发生故障时通过简单控制而被短路。具体而言，本发明的目的是生成一种具有低复杂度短路形式的电力变换器子模块，其允许在子模块中有故障时在子模块的交流电压连接之间生成持久稳定的低阻抗短路通路，从而可以继续电力变换器和整个系统的长期工作。

本发明的另一个目的是生成具有多个这样的子模块的电力变换器。

这些目的是通过具有独立权利要求1的特征的用于电力变换器的子模块，并通过具有独立权利要求17的特征的电力变换器实现的。本发明尤其有利的实施例是从属权利要求的主题。

本发明的一个方面提供了一种具有电桥电路、电容器和短路装置的电力变换器子模块。电桥电路具有至少一个在第一和第二直流电压节点之间延伸的功率半导体分支，并具有布置于其中的至少一个可控功率半导体开关，续流二极管反并联连接到其上。电容器充当直流电压中间电路电容器，且在第一和第二直流电压节点之间并联连接到电桥电路。短路装置具有反并联到功率半导体开关的续流二极管的至少一个选定的续流二极管，至少一个选定的续流二极管制造成压装(press pack)设计(pressure contact housing design)并被设计成在子模块中由于故障状况发生故障时击穿，并在子模块的第一和第二交流电压连接之间生成持久稳定低阻抗的短路通路，负载电流能够长期通过所述短路通路绕过活动功率半导体开关，以允许电力变换器和整个系统继续工作。

压装设计(press pack design)涉及到在压力接触板之间挤压功率半导体器件，从而密封它们。在二极管的阳极-阴极短路之后发生故障时，压力接触确保二极管形成稳定和极低阻抗的短路。尽管压装设计较为精细且昂贵，但这里它对续流二极管用于旁路通路的额外保护功能极其有用，因为它确保了长期短路的稳定性和高的外壳断裂强度。高的断裂强度有效防止了发生故障时从压力接触外壳出现破裂的部分或物件，这还可以避免对周围的系统部件造成损伤。能够继续操作电力变换器或系统数月或甚至数年，直到下一次安排的服务停止，在这时，然后可以替换故障的子模块。

根据本发明，在反并联的续流二极管中的仅至少一个发生故障时，达到短路模式，反并联的续流二极管无论如何都存在，在正常工作期间，本来用以传导工作电流和/或针对不可接受的过电压或反向电压保护关联的功率半导体开关。保护功能的基本实施例除已经给出的那些之外，不需要任何额外的旁路分支或任何额外的电子部件，这样降低了电路的复杂性以及设计和控制子模块部件的工作量。

原则上，子模块的电桥电路可以是半桥电路，半桥电路具有与至少两个电力开关串联连接的单个电桥臂。不过，对于本发明的子模块优选具有形式为所谓H桥或全桥电路的电桥电路，H桥或全桥电路具有两个并联的功率半导体分支，功率半导体分支连接于第一和第二直流电压节点之间，且每者都具有至少一个功率半导体开关，每个开关都具有反并联的续流二极管。这样的H桥电路是现有技术中已知的，广泛用于电力变换器的子模块中。

在一个实施例中，子模块的形式可以是具有对称H桥或全桥的双向子模块，既用于逆变器又用于整流器。具体而言，功率半导体分支均可以包括两个串联的功率半导体开关，每个功率半导体开关都具有与其关联的反并联续流二极管，其连接点分别形成子模块的第一和第二连接。

在另一实施例中，可以为子模块提供不对称或减小的H桥或全桥，既用于逆变器又用于整流器。具体而言，电桥电路可以具有第一功率半导体分支和第二功率半导体分支，第一功率半导体分支具有串联连接的第一功率半导体开关和第一二极管，第二功率半导体分支具有串联连接的第二功率半导体开关和第二二极管，第一和第二二极管布置于电桥电路的电桥对角线中，每个功率半导体开关都具有与之关联的反并联续流二极管。第一功率半导体开关和第一二极管之间的连接点形成子模块的第一连接，第二功率半导体开关和第二二极管之间的连接点形成子模块的第二连接。

所有的实施例都能够使用制造技术的有利混合。例如，所有的功率半导体开关，例如IGBT，还有那些不是短路装置一部分的二极管，可以优选制造成平封或模块化设计，而仅有短路装置的一个或多个选定续流二极管制造成压装设计。这使得能够降低子模块的成本，同时压装续流二极管提供了高的工作可靠性。通常，在所有描述的实施例中，在压装设计中使用功率半导体开关，例如IGBT也是可能的；不过，这并非本发明必需的，因为成本增加一般不是希望有的情况。

在所有上述实施例中，旁路通路优选除击穿的续流二极管和第一和/或第二二极管(如果有的话)之外没有其他电子部件。可以利用很少费用，仅使用已经给出的电桥电路的部件，实现短路功能。

在另一实施例中，子模块可以替代地或额外地具有温度影响装置，温度影响装置被配置成在子模块中发生故障时导致至少一个续流二极管处或附近温度升高。为了实现这个目的，在发生故障时，续流二极管能够例如被加热或减弱其冷却，以导致续流二极管击穿。

在又一实施例中，子模块可以替代地或额外地具有连接于第一和第二直流电压节点之间并行于电桥电路的分支中的可触发火花隙，其中火花隙在被触发时利用倒向电流通过子模块导致故障电流，实现至少一个续流二极管的击穿。可以通过受控和响应性极强的方式引起短路故障模式。作为火花隙的替代，还可以利用可控半导体开关，例如，IBGT或晶闸管，提供例如并行于电容器的旁路分支。

在上述实施例中，导致至少一个续流二极管击穿的故障状况可以包括至少一个选定续流二极管两端的过电压、续流二极管处过热和通过续流二极管的过大故障电流(浪涌电流)中的至少一种。

子模块优选具有与其关联的驱动单元，驱动单元被配置成在检测到故障时，切断子模块的所有功率半导体开关或保持它们切断。这一过程也被称为触发脉冲阻塞，属于基于IGBT的电力变换器领域，例如，在Rahul Chokhawala：“A discussion on IGBT short circuit behaviour and fault protection schemes”，IEEE 1993中进行了描述。本发明通过导致更多电流流经子模块以继续通过续流二极管和/或电桥电路的第一和第二二极管为电容器充电，从而利用这一过程。在发生故障时，可以将电容器充电到在至少一个选定续流二极管上产生超过其最大反向电压的电压的电压，从而导致其击穿。

子模块的驱动单元也被配置成控制温度影响装置和/或触发火花隙(如果有的话)。

本发明的另一方面提供了一种用于将交流电压变换成直流电压或反之的电力变换器。如上所述，电力变换器具有至少一个有两个或更多串联连接子模块的相分支。形成串联连接，使得至少一个子模块的至少一个第一交流电压连接电连接到相邻子模块的第二交流电压连接。每个分支还在大约中间具有接入用于和电气网络、交流电(AC)电力机器、交流发电机、风力发电厂、独立网络等连接的电力变换器的交流电压连接。电力变换器可以包括具有其有利属性的子模块的上述实施例的任一种。电力变换器尤其适用于HVDC输电系统或高功率变换器中，还适用于必须满足冗余性要求时。

在任何情况下，电力变换器被配置成以稳定方式长时间短接有故障的子模块，以允许电力变换器继续工作。为了完成这一目的，电力变换器优选还具有被配置成检测电力变换器任何子模块中的直流侧短路故障的被动或主动检测电路，以及与驱动单元连接或包括驱动单元的控制装置，控制装置被配置成在检测到这样的短路故障时，切断子模块的所有功率半导体开关或保持它们切断，如果需要，采取进一步措施以引起或导致短路故障模式。这可能涉及对用于旁路通路的至少一个续流二极管进行热影响或对火花隙点火，以通过倒向电流使至少一个选定续流二极管击穿。用于功率半导体开关的驱动单元以及可能其他保护功能是否与子模块或电力变换器相关联，对于功能来讲无关紧要。

附图说明

从后附权利要求、附图和关联描述可以了解关于本发明实施例的其他有利细节。下文利用附图更详细地描述本发明，附图示出了不以任何方式进行限制的本发明示范性实施例，在所有附图中使用相同的附图标记指示相同的元件。在附图中：

图1是具有电力变换器的示范性系统的方框图，用以例示本发明的示范性应用，电力变换器由多个子模块构成，以将电能供应网或另一交变电压源与另一网络或负载耦接；

图2a-c示出了根据本发明，具有不同全桥拓扑结构的电力变换器子模块的简化电路图，可以将其用于图1中所示的电力变换器中；

图3a-3c示出了具有图2a所示的对称全桥拓扑结构的电力变换器子模块的不同实施例的简化电路图，示出了各种所得的旁路通路；

图4a-4b示出了具有图2b所示的不对称全桥拓扑结构的电力变换器子模块的不同实施例的简化电路图，示出了各种结果的旁路通路；

图5示出了根据本发明，使用温度影响装置的电力变换器子模块的修改实施例的电路图简化图；以及

图6示出了根据本发明，使用火花隙(spark gap)的电力变换器子模块的另一实施例的电路图简化图。

具体实施方式

图1以简化方式中示出了系统1，系统1能够用于高压直流电配电系统，用于在高直流(DC)电压下进行电能传输或用于很多其他应用。这里，系统1例如包括三相交流电(AC)电压源2，三相交流电电压源2可以是例如电能供电网、交流电(AC)电力机器、交流发电机、风力发电厂等。交流电压源2具有通过其输入3与之连接的电力变换器4；这一电力变换器4的输出6可以通过直流输电装置(未示出)与另一电能供电网连接。可以任选地通过变压器7将变换器4连接到交流电压源2。

变换器4具有至少一个第一电力变换器8，在这里，第一电力变换器可以是整流器，以将交流电压源2的交流电压U_ac变换成输出侧的直流电压U_dc。变换器4可选具有另一电力变换器(未示出)，另一电力变换器将电压U_dc变换成适当的交流电压。当然，如果能量流处于指向能量供应网络或电压汇点2的相反方向中，则互换电力变换器的功能。

从图1显而易见，作为范例，电力变换器8具有三个相分支11a、11b和11c，每个都由串联连接的多个电力变换器子模块或模块化开关12的串联电路形成。可以通过各个电力变换器子模块的开关状态动态改变电力变换器8的输出6处的可控直流电压。电力变换器子模块12的数目决定了电力变换器开关状态的可用数量，这样允许进行精细的电压渐变和高质量的电压波形。于是，电力变换器8就是所谓的多层次或多点变换器。下文结合图2-8更详细地解释子模块12。

在相分支11a-11c中，可以在电力变换器交流电压连接13a、13b、13c处提供环流限制电感14。整流器8的第一最顶部子模块12的直流电压输出侧连彼此连接，并通过直流电压中间电路电感16与第一电力变换器直流电压连接(“+”)18连接。类似地，电力变换器8的最后最下方的子模块12的输出连接通过另一直流电压中间电路电感17与第二电力变换器直流电压连接(“-”)19连接。在输出连接18、19之间是U_dc的直流电压，这一直流电压可以是例如高于100kV的高压。

图2a-c示出了被称为例如子模块或模块化开关12的不同拓扑结构的简化电路图，因为可以在图1中所示类型的多层次电力变换器8中使用并进一步开发它们，以实施本发明。

图2a中所示的双向子模块12具有电桥电路21和并联连接到电桥电路21的电容器C 22。电桥电路21在这里是所谓的对称H桥或全桥的形式，具有两个并行的功率半导体分支23、24，在第一和第二直流电压节点26、27之间彼此并联连接。第一功率半导体分支23具有串联的第一功率半导体开关T1和第二功率半导体开关T2，第一和第二功率半导体开关T1、T2的每个都分别与反并行或反并联连接的续流二极管D1和D2相关联。续流二极管D1、D2用于在功率半导体开关T1或T2打开时传导工作电流，并针对不可接受的过电压或反向电压保护关联的电力开关。如下文更详细所述，在子模块12中有故障时，续流二极管D1、D2还可以完成对子模块12的保护功能。

类似地，第二功率半导体分支24具有串联的第三和第四功率半导体开关T3、T4，每个功率半导体开关都分别具有与其反并联连接的续流二极管D3和D4。续流二极管D3、D4完成与续流二极管D1、D2相同的功能。

功率半导体开关T1-T4是可控的开关，这里有利地由IGBT(绝缘栅双极晶体管)形成。不过，原则上，也可以使用其他晶体管，例如，场效应晶体管、栅极截止晶闸管或其他相当的电子部件。本文中使用的术语集电极、发射极和栅电极涉及将IGBT优选用作电桥电路21的功率半导体开关T1-T4，本领域的技术人员通常将对应术语用于其他相当的半导体器件的连接或电极。

从图2a显而易见，第一功率半导体开关T1的发射极与第二功率半导体开关T2的集电极连接，连接点形成子模块12的第一交流电压连接28，这一第一交流电压连接也可以是输入或输出连接。同样地，第三功率半导体开关T3的发射极与第四功率半导体开关T2的集电极连接，连接点形成子模块12的第二交流电压连接29，这一第二交流电压连接也可以是输入或输出连接。

与两个并联系列电路或功率半导体分支23并联连接的是电容器C，电容器C充当能量储存器22，也可以被指定为子模块12的直流中间电路电容器。由于续流二极管D1-D4的连接缘故，电容器C两端的直流电压Udc始终为正，并可以根据其额定值和应用，在例如几百伏和几kV之间。子模块12的交流连接28、29之间的电压实质上能够采取-u_dc、+u_dc或0值。电容器C上的直流电压u_dc可能变得更大或更小。电流能够在两个方向上流经子模块12，即从连接28到连接29，或者反之，从连接29到连接28。

图2b和2c示出了子模块12′、12″，它们是从图2a中的子模块12修改得到的。在这里，子模块12′、12″是由单向开关模块形成的，其中，电流在正常操作期间在连接28、29之间仅在一个方向流动。

与图2a中的子模块不同的是，在图2b中，这里省略了电桥电路21的桥对角线上的功率半导体开关T1和T4，因此每个功率半导体分支23、24都分别具有串联的电力变换器二极管D1′和D4′并分别具有功率半导体开关T2和T3，续流二极管D2和D3分别与其反向并联。换言之，由电桥对角线上的二极管D1′和D4′替代分别带有关联的反并联续流二极管D1和D4的功率半导体开关T1和T4的组合。存在的功率半导体开关T2、T3分别与反并联的续流二极管D2和D3相关联。

在第一功率半导体分支23中的第一二极管D1′和第二功率半导体开关T2之间的连接点处以及在第三功率半导体开关T3与第二功率半导体开关24中的第四二极管D4′的连接点处定义子模块12′的交流电压连接28、29。在正常工作期间，通过子模块12′的电流始终在由二极管D1′和D4′确定的同一方向上，即在从第一连接28到第二连接29的方向上流动。因此，在电力变换器8中串联连接子模块12′时，必须要小心的是在所有子模块中电流方向是相同的。子模块12′的连接28、29之间的电压能够实质上采取三个值+u_dc、-u_dc和0，其中u_dc是电容器C 22两端的电压。

图2c中所示的子模块12″与图2b中所示的不同之处仅在于这里互换了电桥对角线。于是，由电力变换器D2′、D3′替代了第二和第三半导体开关T2、T3(带有关联的续流二极管D2、D3)。子模块12″也是单向开关模块，其中在正常工作期间，电流流动现在由二极管D2′和D3′决定，从第二子模块连接29向第一子模块连接28运行。在其他方面中，这里相应地适用关于子模块12′的论述。

如前文已经提到的，子模块12、12′和12″优选由IGBT制成，它们是在模块化或所谓的平封设计中制造的。在这种设计中，多个IGBT和反并联二极管芯片形成于衬底上，均通过结合线与模块内部汇流条(busbar)电连接。在发生故障时，例如，IGBT芯片的发射极-集电极短路时，然后可能仅通过故障芯片传导故障电流，这意味着不再能够确保电流的持久可靠传导。这样可能具有如下结果：形成非常高幅度的短路电流，甚至超过100kA(与例如1-2kA的正常工作电流相比)，且故障芯片的结合线中有极高的电流密度。接合线可能在几微秒之内熔化或分离，并导致电弧放电，这可能导致部件或整个模块爆炸。IGBT或二极管芯片爆炸又可能使子模块12、12′、12″的交流或直流侧处于空闲状态中，使得整个电力变换器8、9不能工作。爆炸还可能导致连锁反应并损坏系统的很多部件。

为了避免这种情况，本发明提供了一种短路装置30，所述短路装置被配置成在子模块12、12′或12″中发生故障时建立子模块12、12′或12″持久稳定低阻抗的短路故障模式，其中通过子模块的短路电流能够沿着旁路通路流动，绕过相应的功率半导体开关T1-T4。下文基于图3到7更详细地描述短路装置30。

本发明的短路装置30包括变换器子模块中与功率半导体开关反并联的选定续流二极管，具体而言，子模块12(图2a)中的至少两个选定的续流二极管D1-D4或者子模块12′(图2b)中的至少一个选定续流二极管D2、D3或者子模块12″(图2c)中的D1、D4。为了完成这一目的，在压装设计中制造选定的续流二极管并设计它们，使得在相应子模块12、12′或12″中发生故障时，由于故障条件，它们会击穿，并能够接受可能的短路电流并形成子模块交流连接之间的旁路通路的一部分。

为了例示短路装置30工作的方式，图3a-3c示出了图2a中的电力变换器子模块12的不同实施例的简化电路图，示出了各种所得的旁路通路。如前文已经提到的，必须要在压装设计中制造图2a中所示的子模块12的至少两个选定的续流二极管D1-D4，并适当设计它们的阻断能力，使得它们在相应故障条件下会击穿。为了完成这一目的，可以选择不在电桥对角线上的全桥21的续流二极管D1-D4的任何两个，例如，二极管D1和D2，或D3和D4，或D1和D3，或D2和D4。不过，如果希望或要求这样，也可以在压装设计中制造所有的续流二极管。

在图3a中，例如，与第一直流电压节点26连接的上方两个续流二极管D1、D3是在压装设计中配置的，并被设计成比续流二极管D2、D4和半导体开关(IGBT)T1-T4具有更小的阻断能力。尽管压装设计对于它们而言一般也是可能的，但可以利用模块化设计有成本效率地制造续流二极管D2、D4和功率半导体开关T1-T4。

图3a还示出了驱动单元31，提供驱动单元31是为了控制电桥电路21的IGBT开关T1-T4。不过，驱动单元31还可以形成电力变换器4的更高层级控制的一部分。驱动单元31还可以具有检测装置或电路32(这里仅示意性示出)，检测装置或电路被配置成检测电桥电路21中功率半导体开关T1-T4或其需要发起短路故障模式的驱动器之一中的故障。为了实现这一目的，检测电路32例如能够监测子模块12的各个功率半导体器件T1-T4的电流或电压。

例如，下文解释图3a中所示子模块12的典型故障。开关21(T1到T4)和续流二极管D2和D4是在模块化设计中实现的，续流二极管D1和D3是在压装设计中实现的，二极管D1和D3被设计成具有减小的阻断能力，以便根据本发明在对应故障的情况下产生旁路通路。令位于图1所示的电力变换器之内的子模块正常工作；在开关T2截止时，发生截止故障，其结果是开关T2中的内部短路。在接下来导通T1时，形成短路电流，短路电流被检测电路32检测到，然后使T1截止。开关T3和T4也截止。

之后，子模块处于脉冲阻塞中，即，阻塞有源开关的所有启动命令。图1中所示的电力变换器然后继续工作，所述故障H桥电路的功率半导体开关保持截止。在另一操作中，子模块12仍然具有从交流电压侧通过连接28、29施加的电流。击穿的开关T2为电力变换器通过这个电桥的正电流方向产生了通过D4的旁路通路。如果在电力变换器4的对应臂11a-11c中有电流反向，则沿着经由电容器C和击穿的开关T2的路径传导电流，电流连续为子模块的中间电路电容器C 22充电。这进一步提高了电容器C 22的电压u_dc，直到其超过最大额定工作电压。续流二极管D1和D3被设计成在高于最大额定工作电压的特定过电压下，它们会击穿。

如果中间电路电压超过二极管D1、D3之一的阻断能力的极限，这会导致相应的压装二极管击穿。在该D1击穿的情况下，通过D1和T2产生中间电路短路，这暂时防止了二极管D3的故意击穿(deliberate breakdown)。用于通过故障活动开关T2的正电流方向的旁路通路一直持续到其接续线连接最终熔化或开路。之后，再次出现用于通过D1和D4的正电流方向的通路，为电容器充电，直到中间电路电压超过D3的阻断能力并且还破坏它，并生成通过被击穿的压装二极管D1和D3的子模块12的稳定旁路通路。对于一开始在D1之前D3就被破坏的情况，负电流通过击穿的部件D3和T2为电容器充电，直到因为超过其阻断能力而破坏D1，结果产生通过D1和D3的模块的最终旁路通路。

对于诸如23或24内部直接中间电路短路的事件(其具有活动开关故障状况的后果而没有低阻抗短路)，这意味着通过对应续流二极管的电流路径。这一电流通路对于至少一个电流方向允许为电容器C22充电，以故意破坏二极管，形成旁路。

击穿的结果是，通过续流二极管D1和D3形成了最终稳定的低阻抗短路。如图3a中所示，出现了通过两个击穿的续流二极管D1、D3延伸的，第一和第二交流连接28、29之间长期稳定低阻抗短路通路33，其中大到工作电流的短路电流能够持久流动。短路电流能够在两个方向上都流经短路通路33，短路通路的一部分是由击穿的续流二极管D1、D3形成的，如图3a中由带双向箭头的虚线所示。

类似于上述范例，本发明的短路装置实施例确保了在各种故障中，最终形成旁路通路，且电桥电路不能进入开路，即，不能变成电力变换器臂的开路电流通路。即使不能完全排除由于故障功率半导体开关T1-T4或缺少对初始电桥短路的控制或功率半导体开关T1-T4的破坏造成的持久故障电流，如果全部四个续流二极管D1-D4都是在压装设计中制造的，这也是可以接受的。然后，能够始终保证交流连接28、29之间有稳定的低阻抗短路通路。可以继续在短路故障模式中操作子模块12，直到下一次安排的服务措施，这也允许整个电力变换器4、8进一步工作(图1)。

替代图3a中的上方续流二极管D1、D3，还可以在压装设计中配置与第二直流电压节点27连接的下方续流二极管D2、D4，并将它们设计成比子模块12的其他部件具有更小阻断能力，使得它们在特定的过电压以上击穿。在发生故障时，续流二极管D2、D4则形成旁路通路33的一部分。

图3b和3c示出了类似于图3a的电路图，对应于图2a中的电力变换器子模块12的实施例，示出了根据本发明，如果第一功率半导体分支23中的续流二极管D1、D2，或者第二功率半导体分支24中的续流二极管D3、D4是在压装设计中制造的并被设计成在有故障时击穿，所得到的旁路通路33。显然，得到两个不同的短路通路33用于短路电流，每个用于一种不同的电流方向。

在图3b中，如带箭头的虚线所示，短路电流沿着短路通路33a流动，从第一交流连接28，通过击穿的续流二极管D2，继续通过续流二极管D4，到达子模块12的第二交流连接29。在图3b中，如带箭头的点线所示，短路电流还在相反方向上沿着短路通路33b流动，从第二交流连接29，通过续流二极管D3，继续通过击穿的续流二极管D1，到达子模块12的第一交流连接28。应当为了可能短时间过大的短路电流以及比续流二极管D1、D2更高的阻断能力来设计续流二极管D3和D4。应当选择续流二极管D1、D2的击穿电压使其低于IGBT开关T1-T4和其他续流二极管D3、D4的击穿电压。

在图3c中，如带箭头的虚线所示，短路电流沿着短路通路33a流动，从第一交流连接28，通过续流二极管D1，继续通过击穿的续流二极管D3，到达子模块12的第二交流连接29。在图3c中，如带箭头的点线所示，短路电流还在相反方向上沿着短路通路33b流动，从第二交流连接29，通过击穿的续流二极管D4，继续通过续流二极管D2，到达子模块12的第一交流连接28。应当为了可能短时间过大的短路电流并为了比续流二极管D3、D4具有更高阻断能力而设计续流二极管D1和D2。应当选择续流二极管D3、D4的击穿电压以低于IGBT开关T1-T4和其他续流二极管D1、D2的击穿电压。

图4a和4b示出了图2b所示单向电力变换器子模块12′的不同实施例的电路图，示出了各种所得的旁路通路33。由于子模块12′的不对称全桥21需要或支持电流仅在单一方向流动，在此，根据本发明，与功率半导体开关T2、T3反并联连接的续流二极管D2和D3中的仅一个必须在压装设计中配置，并被设计成在发生故障时击穿。从图4a显而易见，如果续流二极管D2击穿，得到短路通路33，如带箭头的虚线所示，这一短路通路从第一交流连接28，通过击穿的续流二极管D2，继续通过续流二极管D4′，到达子模块12的第二交流连接29。应当选择续流二极管D2的击穿电压以低于IGBT开关T1-T4和其他续流二极管D1′、D3、D4′的击穿电压。

在图4b中，如带箭头的虚线所示，短路电流沿着短路通路33在相同方向上流动，从第一交流连接28，通过续流二极管D1′，继续通过击穿的续流二极管D3，到达子模块12的第二交流连接29。在这里，应当设计二极管D1′以便相应地耐受短路，并比续流二极管D3具有更高的阻断能力。应当选择续流二极管D3的击穿电压以低于IGBT开关T1-T4和其他续流二极管D1′、D2、D4′的击穿电压。替代地或此外，也可以设定续流二极管D2的额定值，使得它被强度低于或等于正常工作电流的电流击穿。

显然，在图2c中所示的子模块12″中，续流二极管D1和D4之一相应被击穿，获得与图4a和4b中相同的短路通路33，不过短路电流在相反方向上流动。

在图4a和4b中所示且类似于图2c的上述实施例中，优选所有功率半导体开关和第一和第二二极管都制造成模块化设计，而仅有单个续流二极管制造成压装设计。这样可以使成本最小化。或者，两个续流二极管都可以制造成压装设计。

图5和6在类似于图2b和4a的简化电路图中示出了本发明的子模块12′和用于它们的短路装置31的修改实施例。如果形式和/或功能对应，这些图使用与以上描述中使用的相同附图标记。应当指出，进一步的发展也可以同样应用于图2a和2c中所示的子模块12或12″。

图5中所示的实施例与图2b和4a中所示的实施例不同之处仅在于，这里，与功率半导体开关T1-T4反并联连接的至少一个选定的续流二极管D1-D4的击穿不是，或主要不是由电容器C 22两端的过电压导致的。相反，这里，短路装置31额外还具有温度影响装置34，温度影响装置34被配置成导致至少一个选定的续流二极管D1-D4上或附近温度升高，通过过热导致续流二极管熔化或击穿。在图5中，温度影响装置34仅被例示为对应的功能块34，功能块34也可以代表加热装置，例如电加热器或电阻加热器、流体加热器或类似的装置，可以将其用于直接加热相应的续流二极管D1-D4，或者代表冷却装置，例如是流体操作的冷却装置，在发生故障时其冷却能力降低，例如，可以被向下调节。

作为检测到子模块12′(或12或12″)中的故障的反应，温度影响装置34可以处于驱动单元31的开环或闭环控制之下。本实施例尤其适合对时间要求不是特别严格的应用，其中，在至少一个续流二极管击穿之前的时间可以是几秒钟或几分钟。在这里，可以暂时操作子模块12、12′或12″，使得不会有电流暂时流经子模块，或者使得暂时关闭电力变换器4、8，直到发生击穿。

图6示出了使用用于短路装置31的触发火花隙36的电力变换器子模块12′的另一实施例的示意电路图。另一分支37并联连接到电容器C 22和电桥电路21，其中利用在空间上彼此分开的两个电极38、39布置触发火花隙36。两个电极38、39之间的放电空间41包含气体，例如空气。如果用触发脉冲，例如高压脉冲对火花隙36点火，那么生成的电场会使放电空间41中的气体电离，从而变成导电的。由于碰撞电离，在不到一微秒之内由电火花导致火花隙36短路。

在子模块12′中有故障时，由驱动单元31或独立的触发装置42对火花隙36点火。这样允许电容器C 22迅速通过分支37放电。一旦电容器C 22的电压在那之后反转极性，即，电容器两端的电压变成微负值，续流二极管D2、D3就变成导电的。然后，对应的电流流经续流二极管D2、D3，电流足够高，导致至少它们之中被选定设计成具有更小浪涌电流经受强度的一个被击穿，从而生成短路通路33。当然，火花隙36也可以用于这里例示的其他子模块12和12″中以及其他相当的电力变换器子模块中。

在这里未详细示出的另一实施例中，对形成稳定的短路通路33、33a、33b做出贡献的所有元件都可以是压装半导体器件的形式并被设计成发生击穿。这尤其适用于图2b中的二极管D1′、D4′或图2c中的D2′和D3′，同样尤其适用于图6中具有火花隙的实施例。压装二极管的外壳高强度和短路稳定性对于这些部件而言是有益的。

提供了一种用于电力变换器8、9的子模块12的短路装置，其中子模块包括电桥电路21，电桥电路具有在第一和第二直流电压节点26、27之间延伸的至少一个功率半导体分支23、24，并具有设置于其中的至少一个可控功率半导体开关T1-T4，续流二极管D1-D4反并联连接到可控功率半导体开关，子模块还包括与电桥电路21并联连接的电容器C 22。短路装置30包括反并联到电桥电路21的功率半导体开关T1-T4的续流二极管D1-D4的至少一个选定的续流二极管，其中至少一个选定的续流二极管D1-D4制造成压装设计，并被设定额定值，使得在子模块12中发生故障时，至少一个选定的续流二极管D1-D4由于故障状况而击穿，并在子模块12的第一和第二交流电压连接28、29之间提供持久稳定低阻抗的短路通路33。