适用于Vienna整流器的输出电压动态响应优化控制的制作方法

本发明涉及一种适用于三相三电平三开关(Vienna)整流器的输出电压动态响应优化控制方法，属于电能变换领域。

背景技术：

随着全球环境污染日益严重及能源日益紧缺，电动汽车、多电飞机等领域得到飞速发展，大功率充电及用电设备需求急速增长。三相有源功率因数校正PWM整流器广泛应用于大功率设备中，用于降低设备对电网的谐波污染。其中三相三电平三开关(Vienna)整流器具有高效率、低谐波含量的优点，被广泛应用于各工业领域中。

Vienna整流器有多种控制方式，其中传统的平均模式控制方式也叫电压电流双环控制。电压外环用于控制输出电压稳定，误差补偿器的输出信号与输入电压信号相乘，作为电流内环的参考信号；电流内环用于控制输入电流快速跟踪电网电压波形，实现功率因数校正。通常电流内环带宽设计得很高，确保输入电流快速跟踪电网电压，而电压外环带宽设计得很慢，往往低于工频，防止电压外环对电流内环产生高频干扰，影响输入电流波形。

由于电压环路带宽极低，当负载跳变时，控制器难以快速响应，在较长的瞬态阶段中，输入输出瞬时功率的不平衡由输出电容承担，导致输出电压大大偏离参考值。因此当加载或卸载的幅度很大时，输出电压也会出现严重的跌落和过冲，由于Vienna整流器通常作为大功率设备的前级，为后级提供相对稳定的母线直流电压，而母线直流电压瞬态的大幅波动有可能影响后级变换器的正常工作，因此需要对Vienna整流器的输出动态响应特性进行优化。

技术实现要素：

本发明的目的是为了实现Vienna整流器的输出电压动态响应优化，解决负载突然跳变时输出电压严重过冲或跌落的问题。由于Vienna整流器通常作为AC-DC供电设备的前级，当负载突然跳变时，如果前级输出电压即母线电压有严重过冲或跌落，可能会影响后级正常工作。本发明提供了一种通过负载前馈补偿的数字控制方法来解决负载跳变时输出电压严重过冲或跌落的问题。

本发明通过以下方案实施：

一种适用于Vienna整流器的输出电压动态响应优化控制，该控制方法包括以下步骤；

1)数字控制器采样三相输入电压信号u_a、u_b和u_c，三相输入电流信号i_a、i_b和i_c，输出电压信号u_o和输出电流信号I_o，初始化设置输出电压参考值U_o^*，稳态负载电流信号I_o1；

2)输出电压参考值U_o^*减去输出电压信号u_o得到输出电压误差信号，该输出电压误差信号经过电压环比例-积分补偿器运算，得到电压环补偿输出信号v_m0；

3)将输出电流信号I_o送入负载跳变检测单元，由负载跳变检测算法判定负载跳变时刻，将负载跳变标志位置为“1”；

4)当负载跳变标志位置为“1”时，由负载前馈计算单元得到当前负载前馈补偿信号，将电压环比例-积分补偿器输出清零；当负载跳变标志位置为“0”时，取上次负载前馈补偿信号作为当前负载前馈补偿信号；

5)将电压环补偿输出信号v_m0与当前负载前馈补偿信号相加，得到电压环最终输出信号v_m；

6)将步骤5所得电压环最终输出信号v_m与三相输入电压采样信号u_a、u_b和u_c分别相乘，得到三相输入电流参考信号i_a^*、i_b^*和i_c^*；

7)三相输入电流参考信号i_a^*、i_b^*和i_c^*对应减去各相输入电流采样信号i_a、i_b和i_c，得到各相电流误差信号，各相电流误差信号再经过电流环比例-积分补偿器运算得到三相占空比；

8)将三相占空比输入数字控制器的脉冲宽度调制解调器，得到三相PWM驱动信号。

本发明的进一步设计在于：

其中，步骤3)中负载跳变检测算法的具体步骤如下：

1)负载跳变标志位清零；

2)获取上述输出电流信号I_o，与上述稳态负载电流信号I_o1作差，判断二者差值的绝对值是否大于预设阈值I_hys；

3)当大于预设阈值I_hys时，将负载跳变标志位置为“1”，并将输出电流信号送给负载前馈计算单元，将I_o赋给I_o1作为新的稳态负载电流值，并将负载稳态计数器清零；

当小于预设阈值I_hys时，负载稳态计数器加1，直到负载稳态计数器计数大于预设值后，将I_o赋给I_o1作为新的稳态负载电流值，并将负载稳态计数器清零。

其中，步骤3)中负载稳态计数器用于计数，计数预设值代表在无负载跳变时稳态负载电流信号I_o1更新时间间隔，该时间间隔可以取值等于100个开关周期。

其中，步骤4)中计算得到负载前馈补偿信号v_ff的过程如下：按下式计算负载前馈：

$v_{ff}=\frac{2{U_o}^{*}\·I_o}{3{U_p}^2}---\left(1\right)$

其中U_p是输入相电压峰值，U_o^*是输出电压参考值。

其中，通过峰值电压采样算法得到U_p过程如下：

1)初始化变量U_max为0，当每个开关周期采样得到的u_a大于U_max时，将u_a赋值给U_max，并将定时计数器加1；

2)重复步骤1)，当定时计数器计数时间达到1个工频周期时，将U_max赋值给U_p，并将定时计数器清0；

3)重复步骤1)和2)。

三相三电平三开关整流器的硬件电路拓扑主要由电源、六个快速恢复二极管、三个升压电感、三个双向功率开关、二组输出电容以及负载构成。

本发明中，关于利用公式(1)可实现变换器在负载跳变情况下通过前馈补偿实现动态响应优化的依据说明：

(a).当变换器工作在稳态时，输入功率因数近似等于1，输入电压与输入电流成正比，可设

u_j＝i_j·R_e (2)

其中j＝a，b，c；

(b).根据控制框图，稳态时三相输入电流值与输入电压有如下关系

i_j＝u_j·v_m (3)

将(2)(3)联立可以得到

$v_m=\frac{1}{R_e}---\left(4\right)$

(c).根据输入输出功率平衡的关系，由(5)(6)可以推导得到(7)

$P_i=\frac{3}{2}{U}_p\·I=\frac{3{U_p}^2}{2R_e}---\left(5\right)$

P_o＝U_o·I_o (6)

$R_e=\frac{3{U_p}^2}{2U_o\·I_o}---\left(7\right)$

(d).将(7)代入(4)可以得到电压环补偿结果的表达式

$V_m=\frac{2U_o\·I_o}{3{U_p}^2}---\left(8\right)$

因此当负载跳变时，对电压环输出进行前馈补偿，可以准确预测电压环补偿结果，大大缩短了电压环控制的瞬态过程，优化了输出电压动态响应。

本发明与现有技术相比具有如下有益效果：

1、本发明优化控制方法主要包括各电气信号采样、电压误差补偿器、负载跳变判定、负载前馈补偿计算、电流误差补偿器以及PWM信号的生成，实现负载前馈控制，优化输出电压动态响应特性。

2、本发明对负载电流进行采样，当负载波动小于预设的固定值保持相对稳定时，不进行前馈补偿计算，输出电压完全通过传统电压环进行调节；当负载跳变时，通过负载跳变判定和前馈补偿计算，对传统电压环进行补偿，保持了传统控制策略中的双环控制，并有效实现了输出电压动态响应的优化。

3、本发明不仅实现了输出电压动态响应优化，而且保持了稳态下传统电压电流双环控制，对稳态输入电流波形没有影响，适用于Vienna整流器。

附图说明

图1-1是本发明的Vienna整流器电路原理图；

图1-2是本发明的控制策略框图；

图2是本发明的负载跳变检测算法流程图；

图3是TMS320F2808数字控制器控制流程图；

图4-1～图4-4是采用3kW Vienna样机验证本发明效果的实验波形对比图，

其中图4-1和图4-2分别是传统电压电流双环控制策略的加载与卸载波形图；

图4-3和4-4分别是采用本发明控制方法的加载与卸载波形图。

上述图中的主要符号名称：j＝a，b，c；u_a，u_b，u_c—变换器三相输入电压；L_a，L_b，L_c—变换器三相输入电感；i_a，i_b，i_c—变换器三相电感电流；S_a，S_b，S_c—变换器三相开关单元；I_o—负载电流；u_o—输出电压；R_L—负载电阻；R_s—负载电流采样电阻；U_o^*—输出电压参考值；U_p—输入电压峰值；v_ff—当前负载前馈补偿信号；v_m0—电压环PI补偿信号；v_m—电压环最终补偿信号；PWM_j—三相PWM驱动信号；I_hys—负载跳变阈值。

具体实施方式

实施例一：

图1-1为本发明的控制策略框图，本发明Vienna整流器的硬件电路拓扑如图1-2，主要由电源、六个快速恢复二极管、三个升压电感、三个双向功率开关、二组输出电容以及负载构成，还配置有DSP数字控制器。

图2所示为本发明的控制策略框图及负载跳变检测算法，本例中变换器开关频率和控制器采样频率均为250kHz，本实例适用于输入电压三相平衡情况，对于输入电压三相不平衡情况可采用现有方法进行控制。

本发明的负载跳变检测算法流程如下：

1)首先DSP数字控制器采样三相输入电压信号u_a、u_b和u_c、三相输入电流信号i_a、i_b和i_c、输出电压信号u_o、输出电流信号I_o，初始化设置输出电压参考值U_o^*为输出电压控制目标值、稳态负载电流信号I_o1为0。

2)输出电压参考值U_o^*减去输出电压信号u_o得到输出电压误差信号，该输出电压误差信号经过比例-积分补偿器运算，得到电压环补偿输出信号v_m0。

3)本例中将预设阈值I_hys设置为满载下负载电流的5％，稳态计数器预设值为100。当输出电流信号I_o与稳态负载电流信号I_o1差值的绝对值小于I_hys时，负载稳态计数器加1，直到稳态计数器计数大于预设值100后，将I_o赋给I_o1作为新的稳态负载电流信号。因此当负载电流波动小于满载下负载电流的5％时不会被判定为跳变状态，且这种控制算法在无负载跳变情况下仍会每100个开关周期对稳态负载电流信号进行一次更新，这样可以避免负载跳变检测对输出电流的低频小波动进行响应。该预设阈值I_hys及计数器预设值也可根据实际需要进行更改。

当输出电流信号I_o与稳态负载电流信号I_o1差值的绝对值大于预设阈值I_hys时，负载跳变标志位置为1，即当负载电流瞬态变化值超过满载下负载电流的5％时，判定为负载跳变状态。同时将负载电流采样值送给负载前馈计算单元，

并将I_o赋给I_o1作为新的稳态负载电流信号，然后将负载稳态计数器清零。

4)当负载跳变标志位为1时，进行负载前馈计算：

$v_{ff}=\frac{2{U_o}^{*}\·I_o}{3{U_p}^2}---\left(9\right)$

其中U_p是输入相电压峰值，U_o^*是输出电压参考值。

通过峰值电压采样算法得到U_p过程如下：

1)初始化变量U_max为0，当每个开关周期采样得到的u_a大于U_max时，将u_a赋值给U_max，并将定时计数器加1；

2)重复步骤1)，当定时器计数时间达到1个工频周期时，将U_max赋值给U_p，并将定时计数器清零；

3)重复步骤1)和2)。

实施例二：

本发明Vienna整流器的输出电压动态响应优化控制方法如下：

Vienna整流器的硬件电路拓扑如图1-1，本实例适用于输入电压三相平衡情况。

本发明采用DSP数字控制器(TMS320F2808)的控制过程如图3所示：

1)DSP数字控制器的ADC采样模块和ePWM模块初始化，并初始化设置输出电压参考值U_o^*为输出电压控制目标值，稳态输出电流信号为0，三相占空比d_a＝0，d_b＝0，d_c＝0。

2)DSP数字控制器进入ADC中断程序，进行ADC采样，采集三相输入电压信号u_a、u_b和u_c、三相输入电流信号i_a、i_b和i_c、输出电压信号u_o、输出电流信号I_o。

3)进行电压环比例-积分补偿运算：

v_m0＝v′_m0+K_{p_u}·(err_uo-err′_uo)+K_{i_u}·err_uo (10)

其中K_{p_u}，K_{i_u}分别是电压环PI补偿器的比例系数、积分系数，可通过实验试凑法取值，err_uo是本周期输出电压值与输出电压参考值的误差，err′_uo是前一周期输出电压值与输出电压参考值的误差，v_m0是本周期电压环PI补偿器计算结果，v′_m0是前一周期电压环PI补偿器计算结果。

4)执行负载跳变检测算法，当检测到负载跳变时，负载跳变标志位为“1”。

当负载跳变标志位为“1”时，电压环比例-积分补偿运算结果立刻清零，并进行前馈补偿计算得到当前负载前馈补偿信号v_ff：

$v_{ff}=\frac{2{U_o}^{*}\·I_o}{3{U_p}^2}---\left(11\right)$

将电压环比例-积分补偿运算结果(此刻为0)与当前负载前馈补偿信号相加，作为电压环补偿器的最终计算结果v_m。

当负载跳变标志位为“0”时，取上次(或上一时刻)计算得到的负载前馈补偿信号作为当前负载前馈补偿信号v_ff；将电压环比例-积分补偿运算结果与当前负载前馈补偿信号v_ff相加，作为电压环补偿器的最终计算结果v_m。

5)将电压环补偿器最终计算结果v_m分别与三相输入电压信号u_a、u_b和u_c相乘，得到三相电流参考值i_a^*、i_b^*和i_c^*，然后分别进行三相电流环比例-积分补偿运算：

v_dj＝v′_dj+K_{p_i}·(err_ij-err′_ij)+K_{i_u}·err_ij (11)

其中j＝a，b，c，K_{p_i}，K_{i_i}分别是电流环PI补偿器的比例系数和积分系数，可通过实验试凑法取值，err_ij是本周期j相电流值与j相电流值参考值的误差，err′_ij是前一周期j相电流值与j相电流值参考值的误差，v_dj是本周期j相电流环PI补偿器计算结果，v′_dj是前一周期j相电流环PI补偿器计算结果。

6)将三相电流环补偿计算结果v_dj送入DSP数字控制器的ePWM模块中，得到三相PWM驱动信号PWM_j，从而实现负载前馈补偿控制策略，在保持稳态下传统电压电流双环控制的同时，优化了输出电压动态响应特性。

7)重复步骤2)～6)

测试实例：

测试条件：输入三相线电压165V/50Hz，采用Chroma 61512三相可编程交流电源进行供电；输出电压360V，负载采用大功率电阻箱，额定最大输出功率3kW；测试示波器型号为泰克MDO3014。

三相三电平三开关整流器的硬件电路参数如下：三相升压电感各90μH，输出侧上下2组母线电容分别由3个450V/150μF铝电解电容并联构成，整流二极管型号为BYC10D-600，功率开关管选用MOSFET型号为IRFB4137PbF，开关频率250kHz。

图4-1～图4-4是采用3kW三相三电平三开关Vienna整流器验证本发明效果的实验的波形对比图。

其中图4-1和图4-2分别是采用传统电压电流双环控制策略时的加载与卸载波形图，此时负载前馈补偿信号等于0；

图4-3和4-4分别是采用本发明控制方法的加载与卸载波形图，在传统的电压电流双环控制的基础上增加了负载前馈补偿信号对电压环进行补偿。

从图形对比中可以看出，在采用本发明的控制方法前，负载从2.1kW跳变到3kW时，输出电压跌落值达到60V；负载从3kW跳变到2.1kW时，输出电压过冲值达到70V。在采用本发明的控制方法后，输出电压的跌落和过冲几乎为0，可以证明采用本发明的控制方法之后变换器的输出动态响应得到极大优化，可以有效解决负载跳变造成的Vienna整流器输出电压过冲或跌落。同时从图形中可以看出，采用本发明的控制方法对输入电流波形没有任何影响。