多相电动机控制设备的制作方法

相关申请的交叉引用

本申请基于2015年11月16日提交的日本专利申请no.2015-223801并要求其优先权的权益，其全部内容通过引用合并于此。

本发明的一个或多个实施例涉及多相电动机控制设备。

背景技术：

在相关技术中，已知精确检测每个相的相电流值以便使用pwm控制来控制可旋转地驱动多相电动机的桥电路的切换元件的技术。

例如，jp-a-2013-219905公开了多相旋转式机器的控制设备，其在使三相旋转式机器的控制稳定的同时适当确保电流检测时间。控制设备在逆变器单元的较低mos和电池的负电极之间包括分流电阻器作为电流检测部件。当三个相之中的两个相的较低mos导通并且另一相中的较低mos截止时，分流电阻器检测在较低mos导通的两个相中流过分流电阻器的电流。控制设备使用基尔霍夫定律估计较低mos截止的那一个相中的电流，并且通过使用基于占空比命令值的线性插值，计算作为占空比命令值的计算时段的一半的更新时段期间的占空比更新值。在任一相的占空比更新值超过对应于分流电阻器执行的电流检测所需的最短检测时间的最大占空比的情况下，增大每个相的占空比更新值。由此，当除了该相以外的两个相中的较低mos导通时，执行电流检测，因此可以适当确保分流电阻器执行的电流检测的时间。

此外，jp-a-2010-220414公开了一种电动机控制设备，其确保具有高精度的电流检测并提高电压利用率。在对应于每个相的低电势侧的各个切换元件的任一个的on(通)时间短于电流值的检测时间的情况下，在驱动电路中，电动机控制设备基于除了对应于切换元件的不可检测的电流相以外的两个相的电流值，估计不可检测的电流相的相电流值。此外，当通过使用该估计执行电流检测时，在执行作为估计的基础的除了不可检测的电流相以外的两个相的电流检测的同时，电动机控制设备保持对应于不可检测的电流相的切换臂的切换状态。即，因为高电势侧切换元件维持导通并且低电势侧切换元件维持截止，所以电动机控制设备输出防止由切换操作生成的噪声混合到其中的电动机控制信号。由此，尽管取消被设置为确保所有相的相电流值的检测时间的输出电压限制，电动机控制设备也可以确保具有高精度的电流检测，结果，可以提高电压利用率。

技术实现要素：

如上所述，在各个低电势侧切换元件的任一个的on时间短于相电流值的检测时间、由此生成其稳定相电流值不能被检测到的相的情况下，尽管仅仅检测到除了该相以外的两个相的相电流值，如果在该时间期间该相中的切换元件导通或截止，则根据切换元件的导通或截止而生成的噪声也被混合到另两个相的相电流值中。此外，在噪声被混合到相电流值中的情况下，假设通过采用所检测的相电流值的积分(integral)值将能够减小噪声的影响，但是原理上，在检测相电流值之前当采用积分值时花费时间。

本发明的一个或多个实施例提供了一种多相电动机控制设备，其通过减小噪声的影响而不延长直至检测到相电流值为止花费的时间而检测相电流值。

根据本发明的一个或多个实施例，提供了一种控制多相电动机的多相电动机控制设备，所述多相电动机控制设备包括：桥电路，通过与多相电动机的各相对应地将相电路彼此并联而配置，所述相电路的每个包括：高电势侧切换元件；低电势侧切换元件；以及电流检测器，提供在比低电势侧切换元件更接近低电势的一侧，并且检测相电流值，其中，高电势侧切换元件、低电势侧切换元件和电流检测器彼此串联；pwm控制单元，将pwm信号输出至桥电路的切换元件的每个，使得基于目标值可旋转地驱动多相电动机；控制单元，将命令电压输出至pwm控制单元并在与三角波同步的定时获取相电流值；以及电流值估计单元，基于其他相的相电流值估计一个相的相电流值。在从pwm控制单元输出至所述一个相的低电势侧切换元件的pwm信号的on时间短于预定时间的情况下，控制单元获取由至少所述其他相的电流检测器在另一定时检测的相电流值，所述另一定时早于该定时，并且所述另一定时在所述一个相中的低电势侧切换元件导通之前、并在从导通所述其他相中的低电势侧切换元件中的一个起经过了预定时间之后，其中，在被导通的所述其他相的低电势侧切换元件之中，所述其他相的低电势侧切换元件中的所述一个在最晚时间导通。

利用该配置，当通过在比普通(normal)定时早、在pwm信号的on时间短于预定时间的相中的低电势侧切换元件导通之前、并且在其他相中的低电势侧切换元件在最晚时间导通之后经过预定时间之后的定时检测相电流值而减小噪声时，获取具有瞬时值的相电流值。因此，可以提供多相电动机控制设备，其通过减小噪声的影响而不延长直至检测到相电流值为止花费的时间而检测相电流值。

根据本发明的一个或多个实施例，提供了一种控制多相电动机的多相电动机控制设备，所述多相电动机控制设备包括：桥电路，通过与多相电动机的各相对应地将相电路彼此并联而配置，所述相电路的每个包括：高电势侧切换元件；低电势侧切换元件；以及电流检测器，提供在比低电势侧切换元件更接近低电势的一侧，并且检测相电流值，其中，高电势侧切换元件、低电势侧切换元件和电流检测器彼此串联；pwm控制单元，将pwm信号输出至桥电路的切换元件的每个，使得基于目标值可旋转地驱动多相电动机；控制单元，将命令电压输出至pwm控制单元并在与三角波同步的定时获取相电流值；以及电流值估计单元，基于其他相的相电流值估计一个相的相电流值。在从pwm控制单元输出至所述一个相的低电势侧切换元件的pwm信号的on时间短于预定时间的情况下，控制单元获取由至少所述其他相的电流检测器在另一定时检测的相电流值，所述另一定时晚于该定时，并且所述另一定时在所述一个相中的低电势侧切换元件截止之后经过预定时间之后、并在所述其他相中的低电势侧切换元件中的一个在被导通的低电势侧切换元件之中在最早时间截止之前。

利用该配置，当通过在比普通定时晚、在pwm信号的on时间短于预定时间的相中的低电势侧切换元件截止之后经过预定时间之后、并且在其他相中的低电势侧切换元件在最早时间截止之前的定时检测相电流值而减小噪声时，获取具有瞬时值的相电流值。因此，可以提供多相电动机控制设备，其不延长直至检测到相电流值为止花费的时间，并且检测到受噪声影响较少的相电流值。

根据本发明的一个或多个实施例，提供了一种控制多相电动机的多相电动机控制设备，所述多相电动机控制设备包括：桥电路，通过与多相电动机的各相对应地将相电路彼此并联而配置，所述相电路的每个包括：高电势侧切换元件；低电势侧切换元件；以及电流检测器，提供在比低电势侧切换元件更接近低电势的一侧，并且检测相电流值，其中，高电势侧切换元件、低电势侧切换元件和电流检测器彼此串联；pwm控制单元，将pwm信号输出至桥电路的切换元件的每个，使得基于目标值可旋转地驱动多相电动机；控制单元，将命令电压输出至pwm控制单元，并在与三角波同步的定时获取相电流值；以及电流值估计单元，基于其他相的相电流值估计一个相的相电流值。在从pwm控制单元输出至所述一个相的低电势侧切换元件的pwm信号的on时间短于预定时间的情况下，控制单元获取通过使用至少所述其他相的电流检测器偏移定时而检测的相电流值。

利用该配置，当通过在从普通定时偏移的定时检测相电流值而减小噪声时，获取具有瞬时值的相电流值。因此，可以提供多相电动机控制设备，其不延长直至检测到相电流值为止花费的时间，并且检测到受噪声影响较少的相电流值。

如上所述，根据本发明的一个或多个实施例，可以提供一种多相电动机控制设备，其通过采用瞬时值，减小噪声的影响而不延长直至检测到相电流值为止花费的时间，来检测相电流值。

附图说明

图1是图示根据本发明第一实施例的多相电动机控制设备的框图；

图2a是图示在根据本发明第一实施例的多相电动机控制设备中的、在比普通定时早最大可能时间偏移量、并且在pwm信号的on时间短于预定时间的相中的低电势侧切换元件导通之前、且在导通其他相中的低电势侧切换元件中的一个起经过预定时间之后的定时检测相电流值的情况的说明图，其中，在被导通的所述其他相的低电势侧切换元件之中，所述其他相的低电势侧切换元件中的所述一个在最晚时间导通；并且，图2b是图示在根据本发明第一实施例的多相电动机控制设备中的、在比普通定时早最小可能时间偏移量、并且在pwm信号的on时间短于预定时间的相中的低电势侧切换元件导通之前、且在从导通其他相中的低电势侧切换元件中的一个起经过预定时间之后的定时检测相电流值的情况的说明图，其中，在被导通的所述其他相的低电势侧切换元件之中，所述其他相的低电势侧切换元件中的所述一个在最晚时间导通；

图3是图示根据本发明第一实施例的多相电动机控制设备的控制方法的流程图；

图4a是图示在根据本发明第二实施例的多相电动机控制设备中的、在比普通定时晚最小可能时间偏移量、并且在pwm信号的on时间短于预定时间的相中的低电势侧切换元件截止之后经过预定时间之后、且在其他相中的低电势侧切换元件中的一个在被导通的低电势侧切换元件之中在最早时间截止之前的定时检测相电流值的情况的说明图；并且，图4b是图示在根据本发明第二实施例的多相电动机控制设备中的、在比普通定时晚最大可能时间偏移量、并且在pwm信号的on时间短于预定时间的相中的低电势侧切换元件截止之后经过预定时间之后、且在其他相中的低电势侧切换元件中的一个在被导通的低电势侧切换元件之中在最早时间截止之前的定时检测相电流值的情况的说明图；以及

图5a是图示在低电势侧切换元件维持全部导通时的时间显著长于电流检测时间的情况下的多相电动机控制设备中的电流检测方法的说明图，并且图5b是图示在低电势侧切换元件维持全部导通时的时间与电流检测时间基本相同的情况下的多相电动机控制设备中的电流检测方法的说明图。

具体实施方式

在本发明的实施例中，阐述多个特定细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域普通技术人员而言将明显的是，可以没有这些特定细节来实践本发明。在其他实例中，没有详细描述公知特征以避免模糊本发明。

以下，将参照附图描述根据本发明的实施例。

<第一实施例>

将参照图1描述根据本实施例的多相电动机控制设备100。多相电动机控制设备100是用于车辆等的电力转向设备(未图示)的三相无刷电动机，并且驱动和控制提供用于转向操作的助力的三相电动机m。多相电动机控制设备100包括：桥电路10，其通过与三相电动机m的u、v和w的每个相对应地将相电路cu、cv和cw彼此并联而配置；pwm控制单元20，其将脉冲宽度调制(pwm)信号输出至桥电路10的每个相；以及控制单元30，其控制本设备整体。

桥电路10通过电源线lh连接至电池bat的正电极侧，并且通过接地线l1连接至(接地至)电池bat的负电极侧。桥电路10的相电路cu、cv和cw包括：连接至电源线lh的高电势侧切换元件quh、qvh和qwh；连接至接地线l1的低电势侧切换元件qul、qvl和qwl；以及在最接近接地线l1的一侧提供的电流检测器ru、rv和rw。高电势侧切换元件的每个、低电势侧切换元件的每个、以及电流检测器的每个彼此串联。在本实施例中，mosfet(即，金属氧化物半导体场效应晶体管)用于高电势侧切换元件quh、qvh和qwh以及低电势侧切换元件qul、qvl和qwl。

高电势侧切换元件quh、qvh和qwh的漏极连接至电源线lh。此外，高电势侧切换元件quh、qvh和qwh的源极连接至低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的漏极。低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的源极通过电流检测器ru、rv和rw连接至接地线l1。由pwm控制单元20生成的pwm信号输入至高电势侧切换元件quh、qvh和qwh的栅极和低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的栅极，由此，其源极连接至其漏极或从其漏极断开。

电流检测器ru、rv和rw是用于电流检测的电阻器(分流电阻器)，被提供在比低电势侧切换元件qul、qvl和qwl低的电势侧(接地侧)上，并且使用下面将描述的方法检测从桥电路10提供至三相电动机m的相u、v和w的每个的电流。通常，电力转向设备的三相电动机m通过激励正弦波提供驱动功率。此时，需要反馈每个相u、v和w的电流值，因此，在各个相电路cu、cv和cw中提供电流检测器ru、rv和rw，以便执行每个相的电流检测。

高电势侧切换元件quh、qvh和qwh和低电势侧切换元件qul、qvl和qwl之间的连接点分别连接至三相电动机m的相u、v和w。此外，低电势侧切换元件qul、qvl和qwl与电流检测器ru、rv和rw之间的连接点分别连接至ad转换器tu、tv和tw，它们输出通过将各个相电路cu、cv和cw的模拟值的相电流值转换为数字值而获得的相电流值iu、iv和iw。

控制单元30接收从ad转换器tu、tv和tw输出的相电流值iu、iv和iw、从另一传感器或电子控制单元(ecu，未图示)获得的转向扭矩值、三相电动机m的旋转角(电角)以及车速，作为输入。控制单元30基于驾驶者提供用于以车速转向时的转向扭矩值或旋转角、以及ad转换器tu、tv和tw检测的相电流值iu、iv和iw，计算与作为三相电动机m提供用于转向的目标值的助力对应的、对于每个相的命令电压vu、vv和vw。控制单元将所计算的命令值输出至pwm控制单元20。控制单元30被配置有包括cpu、存储器等的微计算机。

pwm控制单元20基于控制单元30输出的每个相的命令电压vu、vv和vw，生成占空比指示值du、dv和dw。此外，pwm控制单元20生成可旋转地驱动三相电动机m的pwm信号，并基于占空比指示值du、dv和dw，将pwm信号输出至高电势侧切换元件quh、qvh和qwh和低电势侧切换元件qul、qvl和qwl。pwm信号分别输入至高电势侧切换元件quh、qvh和qwh的栅极和低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的栅极。桥电路10使用pwm控制转换作为dc电源的电池bat的功率，并将所转换的功率提供至三相电动机m。

此外，控制单元30将指示ad转换器tu、tv和tw检测电流的定时的采样信号su、sv和sw输出至ad转换器tu、tv和tw。下面将描述检测电流的定时。ad转换器tu、tv和tw基于采样信号su、sv和sw检测电流，并将相电流值iu、iv和iw反馈至控制单元30。

此外，多相电动机控制设备100还包括电流值估计单元40，其在生成输出至低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的pwm信号的on时间短于预定时间的一个相的情况下，基于除了该一个相以外的另两个相的相电流值估计各相的相电流值。估计相电流值的方法是已知方法，并且基于例如基尔霍夫定律执行估计。在本实施例中，电流值估计单元40被描述为在微计算机中的控制单元30的一部分，但是不限于此，并且可以被提供于另一微计算机中。

首先，将参照图5a和图5b描述通常的多相电动机控制设备检测电流的定时。

通过彼此具有相同幅度、各自偏移120°的三个正弦波信号配置激励三相电动机m的每个相u、v和w的正弦波。为了生成正弦波信号，pwm控制单元20通过将具有远远短于正弦信号的周期的周期的三角信号的pwm参考信号p、与对应于作为目标的命令电压vu、vv和vw的占空比指示值du、dv和dw相比较，生成导通或截止高电势侧切换元件quh、qvh和qwh和低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的pwm信号。

具体地，pwm控制单元20将两个信号彼此比较，并且在pwm参考信号p具有大于占空比指示值du、dv和dw的值的部分，截止高电势侧切换元件quh、qvh和qwh并与此对应地导通低电势侧切换元件qul、qvl和qwl。与此相对，pwm控制单元20在pwm参考信号p具有小于占空比指示值du、dv和dw的值的部分，导通高电势侧切换元件quh、qvh和qwh并与此对应地截止低电势侧切换元件qul、qvl和qwl。即，当各个相电路cu、cv和cw的高电势侧切换元件quh、qvh和qwh导通时，各个相电路cu、cv和cw的低电势侧切换元件qul、qvl和qwl截止，反之亦然。

在比低电势侧切换元件qul、qvl和qwl更接近低电势的一侧提供电流检测器ru、rv和rw，因此，在低电势侧切换元件qul、qvl和qwl全部导通时的定时执行各个相电路cu、cv和cw的相电流值的检测。即，如图5a和图5b等所示，电流检测器ru、rv和rw通常在与pwm参考信号p的三角波信号的顶部的周边同步的定时执行检测。

严格来说，所检测的相电流值iu、iv和iw没有方波，如图5a所示。即，当低电势侧切换元件qul、qvl和qwl导通时，相电流值iu、iv和iw需要波形的上升时间，并且需要直至出现过冲(overshoot)为止生成并收敛根据波形的上升的铃流(ringing)的收敛时间。此外，当低电势侧切换元件qul、qvl和qwl截止时，相电流值iu、iv和iw需要波形的下降时间，并且需要直至出现下冲(undershoot)为止生成并收敛根据波形的下降的铃流的收敛时间。

通过将波形上升时的上升所需的时间与直至生成并收敛铃流为止的收敛时间相加获得的时间被称为t1。此外，通过将波形下降时的下降所需的时间与生成并收敛铃流的时间相加获得的时间被称为t2。假设本说明书中的实施例描述了相电路cu的低电势侧切换元件qul维持导通的时间与其他相电路cv和cw的低电势侧切换元件qvl和qwl相比最短的情况。因此，低电势侧切换元件qul维持导通的时间是其他低电势侧切换元件qvl和qwl维持全部导通的时间。当然，不必说，低电势侧切换元件qul维持导通的时间不限于是与其他低电势侧切换元件qvl和qwl维持全部导通的时间相比最短的时间。

如图5a所示，为了检测电流，实际需要一定时间。在本说明书中，检测电流所需的时间被称为t0。在相电路cu的低电势侧切换元件qul维持导通的时间显著长于检测电流所需的时间t0的情况下，在电流不稳定时的时间t1不检测电流，因此可以检测到稳定并具有较少噪声的相电流值。结果，可以减少噪声对其他相电路cv和cw的相电流值的影响。

同时，如图5b所示，相电路cu的低电势侧切换元件qul维持导通的时间的长度与检测电流所需的时间t0基本相同，因此在检测电流所需的时间t0中包含相电流值上升的时间与生成铃流的时间。如果这样做，则检测到包含噪声的相电流值。结果，其他相电路cv和cw也受噪声影响，由此，在检测电流所需的时间t0期间当低电势侧切换元件qul导通时生成的噪声被混合到其他相电路中。因此，如果检测到混合了噪声的相电流值，则包含噪声的相电流值被反馈到控制单元，尽管仅检测并反馈相电路cv和cw的相电流值。因此，没有生成适当命令电压，不能驱动三相电动机，并且不能提供具有高精度的助力。

将参照图2a和图2b描述当根据本发明的一个或多个实施例的多相电动机控制设备100检测电流时的定时。在图2a中，多相电动机控制设备100的控制单元30执行控制，使得在从与在图5a和图5b中描述的普通pwm参考信号p的三角波信号的顶部的周边同步的定时向前偏移tf1的定时，检测相电流值。具体地，控制单元30在比之前早tf1的定时将采样信号sv和sw输出至ad转换器tv和tw，由此，电流检测器rv和rw在比之前早tf1的定时检测电流，并且控制单元30可以获取由ad转换器tv和tw获得的相电流值iv和iw。当然，控制单元30在比之前早tf1的定时将采样信号su输出至ad转换器tu，由此，电流检测器ru可以在比之前早tf1的定时检测电流。然而，在低电势侧切换元件qul截止的情况下，电流检测器ru实际不能检测电流，并且，尽管检测电流，电流检测器也不能采用对应的相电流值。

在比之前早tf1执行电流检测的情况下，开始电流检测的最早时间点是在激活相电路cv之后经过预定时间的时间点，因为在相电路cv和相电路cw之中相电路cv较晚被激活。这里，预定时间是通过将波形上升时的上升所需的时间与直至生成并收敛铃流为止的收敛时间相加所获得的时间t1，如上所述。如果此时开始电流检测，则可以检测根据导通的低电势侧切换元件qvl生成的噪声被减小的稳定相电流值。在比之前早tf1执行电流检测的情况下，结束电流检测的时间点是从最早时间点起经过检测电流所需的时间t0的时间点。在比之前早tf1执行电流检测的情况下，结束电流检测的时间点需要是在低电势侧切换元件qul导通之前的时间点，使得不检测由于导通的低电势侧切换元件qul而混合了噪声的相电流值。

在图2b中，控制单元30执行控制，使得在从与pwm参考信号p的三角波信号的顶部的周边同步的定时向前偏移tf2的定时检测相电流值。即，控制单元30在比之前早tf2的定时将采样信号sv和sw输出至ad转换器tv和tw，由此，电流检测器rv和rw在比之前早tf2的定时检测电流，并且控制单元30可以获取由ad转换器tv和tw获得的相电流值iv和iw。在比之前早tf2执行电流检测的情况下，结束电流检测的最晚时间点是在相电路cu的低电势侧切换元件qul导通之前(紧挨在前)的时间点。如果此时结束电流检测，则可以检测根据导通的低电势侧切换元件qul生成的噪声被减小的稳定相电流值。因此，在比之前早tf1与tf2之间的时间(换言之，等于或早于tf1并且等于或晚于tf2的时间)执行电流检测的情况下，可以检测具有较少噪声并且稳定的相电流值，作为瞬时值。

在输出至相电路cu的低电势侧切换元件qul的pwm信号的on时间短于预定时间的情况下，控制单元30获取由至少其他相电路cv和cw的电流检测器rv和rw在于最晚时间导通其他相电路cv和cw的低电势侧切换元件之后经过预定时间之后，在相电路cu的低电势侧切换元件qul导通之前，在比普通时间早的定时检测的相电流值。据此，当通过在pwm信号的on时间短于预定时间的相的低电势侧切换元件导通之前，并且在其他相中的低电势侧切换元件在最晚时间导通之后，在预定时间经过之后，在比普通时间早的定时检测相电流值而减小噪声时，获取具有瞬时值的相电流值。因此，没有延长直至检测到相电流值为止花费的时间，并且检测到受噪声影响较少的相电流值。

“在输出至低电势侧切换元件qul的pwm信号的on时间短于预定时间的情况下”，通过将检测电流所需的时间t0与时间t1相加获得“预定时间”，所述时间t1通过将波形上升时的上升所需的时间与直至生成并收敛铃流为止的收敛时间相加而获得。在pwm信号的on时间短于“预定时间”的情况下，必然混合了根据低电势侧切换元件qul的导通和截止而生成的噪声。实际上，通过电路的所使用的配置元件的电气特性，适当确定在本说明书中描述的“预定时间”。

将参照图3描述多相电动机控制设备100的控制方法。流程图中的s意味着步骤。在s100中，多相电动机控制设备100基于在前一周期反馈的相电流值iu、iv和iw等，计算作为此周期期间的目标的命令电压vu、vv和vw。在s102，多相电动机控制设备100基于所计算的命令电压vu、vv和vw，计算关于相电路cu、cv和cw的占空比指示值du、dv和dw。此外，在s104中，多相电动机控制设备100测试在所计算的占空比指示值du、dv和dw之中是否存在低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的on时间等于或短于检测电流所需的时间t0的任何值。

在低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的on时间之中不存在等于或短于检测电流所需的时间t0的on时间的情况下，多相电动机控制设备100通过在s118中输出采样信号su、sv和sw，输出从模拟信号转换为数字信号的信号，并在普通时间期间在s120中检测各个相cu、cv和cw的各个相电流值iu、iv和iw。此后，连续执行下面将描述的s114。在低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的on时间中的一个等于或短于检测电流所需的时间t0的情况下，执行以下处理。

在s106，多相电动机控制设备100将采样信号输出至ad转换器的定时设置得比之前早等于或晚于tf2并且等于或早于tf1的时间。如果这样做，则ad转换器在s108在较早时间执行ad转换。在s110，多相电动机控制设备100检测低电势侧切换元件qul、qvl和qwl的on时间的任何一个不等于或短于检测电流所需的时间t0的相电路(即，on时间超过检测电流所需的时间t0的相电路)的、从模拟值转换为数字值的相电流值。

在s112，多相电动机控制设备100中的电流值估计单元40基于on时间超过检测电流所需的时间t0的两个相的相电路的相电流值，估计on时间等于或短于检测电流所需的时间t0的相电路的相电流值。在s114，多相电动机控制设备100从ecu或传感器检测转向的转向扭矩值、三相电动机m的旋转角和车速。在s116，多相电动机控制设备100基于on时间超过检测电流所需的时间t0的两个相中的相电路的相电流值、以及从相电流值估计的相电流值，控制三相电动机m的各个相u、v和w的相电流。

<第二实施例>

将参照图4a和图4b描述根据本实施例的多相电动机控制设备100。多相电动机控制设备100的配置与根据第一实施例的多相电动机控制设备100的配置相同，因此，以下，将描述多相电动机控制设备100检测电流的定时，其与第一实施例的定时不同。

在图4a中，控制单元30执行控制，使得在从与图5a和图5b中描述的普通pwm参考信号p的三角波信号的顶部的周边同步的定时起向后偏移tb1的定时，检测相电流值。具体地，控制单元30在比之前晚tb1的定时将采样信号sv和sw输出至ad转换器tv和tw，由此，电流检测器rv和rw在比之前晚tb1的定时检测电流，并且控制单元30可以获取由ad转换器tv和tw获得的相电流值iv和iw。

在比之前晚tb1执行电流检测的情况下，开始电流检测的最早时间点是在相电路cu的低电势侧切换元件qul截止之后经过预定时间(紧挨在后)的时间点。这里，预定时间是通过将当波形下降时的下降所需的时间与生成并收敛铃流的收敛时间相加而获得的时间t2，如上所述。如果此时开始电流检测，则可以检测根据截止的低电势侧切换元件qul生成的噪声被减小的稳定相电流值。在比之前晚tb1执行电流检测的情况下，电流检测结束的时间点是从最早时间点起经过检测电流所需的时间t0的时间点。在比之前晚tb1执行电流检测的情况下，电流检测结束的时间点需要是在低电势侧切换元件qvl截止之前的时间点，使得不检测由于截止的低电势侧切换元件qvl而混合了噪声的相电流值，这是因为，在相电路cv和相电路cw之中在较早的时间禁用相电路cv。

在图4b中，控制单元30执行控制，使得在从与普通pwm参考信号p的三角波信号的顶部的周边同步的定时向后偏移tb2的定时，检测相电流值。即，输出单元30在比之前晚tb2的定时将采样信号sv和sw输出至ad转换器tv和tw，由此，电流检测器rv和rw在比之前晚tb2的定时检测电流，并且控制单元30可以获取由ad转换器tv和tw获得的相电流值iv和iw。

在比之前晚tb2执行电流检测的情况下，电流检测结束的最晚时间点是在相电路cv的低电势侧切换元件qvl截止之前(紧挨在前)的时间点。如果此时结束电流检测，则可以检测根据截止的低电势侧切换元件qvl生成的噪声被减少的稳定相电流值。因此，在晚tb1与tb2之间的时间(换言之，等于或早于tb1并且等于或晚于tb2的时间)执行电流检测的情况下，控制单元30可以检测具有较少噪声并且稳定的相电流值，作为瞬时值。

在输出至相电路cu的低电势侧切换元件qul的pwm信号的on时间短于预定时间的情况下，控制单元30获取由至少其他相电路cv和cw的电流检测器rv和rw在相电路cu的低电势侧切换元件qul截止之后经过预定时间之后，并且在其他相电路cv和cw的低电势侧切换元件在最早时间截止之前，在比普通定时晚的定时检测的相电流值。据此，当通过在pwm信号的on时间短于预定时间的相中的低电势侧切换元件截止之后经过预定时间之后，并且在其他相中的低电势侧切换元件在最早时间截止之前，在比普通定时晚的定时检测相电流值而减小噪声时，获取具有瞬时值的相电流值。因此，直至检测到相电流值为止花费的时间没有延长，并且检测到受噪声影响较少的相电流值。在本实施例中，与前述第一实施例相比，检测相电流值的时间变得更晚，并且电流控制的执行变得更晚，因此，在检测相电流值的时间的角度，前述第一实施例更优。

如上所述，在输出至相电路cu的低电势侧切换元件qul的pwm信号的on时间短于预定时间的情况下，控制单元30从至少其他相电路cv和cw的电流检测器rv和rw获取较少噪声时的相电流值。据此，可以提供这样的多相电动机控制设备，其通过在较少噪声时获取具有瞬时值的相电流值，并且减少噪声的影响而不延长直至检测到相电流值为止花费的时间，来检测相电流值。

本发明不限于示例性实施例，并且可以通过在不背离在权利要求的范围的每项内描述的内容的范围内的配置而实现。即，本发明主要并具体图示和描述了特定实施例，并且本领域技术人员可以以各种类型修改前述实施例的数目、量或其他详细配置，而不背离本发明的技术思想和目的的范围。