半有源桥DC‑DC变换器的PWM‑移相复合控制方法与流程

本发明涉及一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。
背景技术：
：在需要双向功率流和电气隔离的应用场合，电压源型双有源桥(voltage-feddualactivebridge,VF-DAB)变换器是极佳的选择。目前，它已经广泛应用在储能、微电网和航空等应用场合。这种拓扑可以利用变压器的漏感来实现所有开关管的ZVS开通，而不需要添加额外的有源或无源器件。这一点可以大大降低器件上的电压应力，同时也可以降低对滤波器的要求。从拓扑的两侧看过去电路是对称的，因此只需要简单地调整两侧电压波形之间的移相角就可以实现双向功率流之间的无缝切换。DAB的各种优点对于需要双向功率流的应用是非常显著的。然而，还有许多应用场合仅仅需要单向功率流，比如说各种类型的直流电源、光伏逆变器的DC-DC级、电动汽车的充电器以及燃料电池等等。对于单向功率流的高功率等级、隔离式DC-DC变换器，一些拓扑非常常见，包括移相全桥变换器(phaseshiftedfullbridge,PSFB)，LLC变换器等。对于移相全桥变换器来说，主要有两个问题。一是在轻载条件下滞后桥臂的软开关容易丢失，二是副边的整流二极管不能实现ZCS关断，其反向恢复效应带来了额外的损耗和电压尖刺。对于LLC变换器来说，MOS管的ZVS开通和二极管的ZCS关断都可以实现，变换器效率很高。但变频控制使得控制器的设计以及磁性元件的设计变得较为复杂。一种半有源桥直流直流变换器(SDAB)在IEEETransactiononPowerElectronics【电力电子期刊】于2014年发表的“Analysis,designandexperimentalresultsofthesemidual-active-bridgeConverter”【半有源桥变换器的分析、设计和实验结果】,一文中被提出。这种拓扑将DAB的副边全桥电路中的两个开关管替换成了二极管，不仅降低了驱动电路的设计难度，也降低了变换器的成本。由于二极管具有单向导通特性，不像开关管一样能够可控通断，因此其稳态运行波形与电压源型DAB拓扑有一些差别。这篇文献中采用的调制策略为单移相(SPS)调制策略，各个开关管的占空比都固定为50％。这种调制策略会使得变换器中存在较大的无功功率，导致器件上产生更高的损耗和电流应力。另外，该调制策略下副边开关管的体二极管导通的时间比较长，这会导致较高的导通损耗。为了降低变压器中的无功功率，2016年发表在IEEETransactiononPowerElectronics【电力电子期刊】上的“Ahigh–efficiencycurrent-fedsemi-dualactivebridgeDC-DCconverterforlowinputvoltageapplications”【在低压场合运用的一种高效率电流型半有源桥直流-直流变换器】一文中提出了一种电流型SDAB变换器，这种拓扑可以实现所有开关管的软开关，而且原副边都进行PWM调制，可以大大降低无功功率的存在。另外，这种拓扑可以实现宽输入范围，输入电流的纹波也能得到抑制。然而，由于需要保证钳位电容电压与输出电压相匹配，原边桥臂中点电压的占空比不能自由调整，使得漏感电流工作在断续模式。这会增加漏感电流的峰值，不仅导致漏感上更高的铁损和导通损耗，也会导致器件上更高的电流应力。其次，原边两个桥臂的下管上的电压应力非常高，尤其在输入电压较低的时候，故需要并联更多的开关管以降低器件电流应力和导通损耗。另外，其输入侧需要两个额外的直流电感，这会导致额外的损耗，也会大大降低变换器的功率密度。技术实现要素：为解决现有技术中电压源型半有源桥拓扑中存在的下述问题：(1)开关管的导通损耗较大；(2)DC-DC变换器中存在较高的无功功率，导致开关管的电流应力较大。本发明公开的一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法，要解决的技术问题是：在实现所有开关管的软开关的条件下，能够减小开关管的导通损耗，并且降低DC-DC变换器中存在的无功功率，减小开关管的电流应力，提高DC-DC变换器的可靠性。本发明的目的是通过下述技术方案实现的。本发明公开的一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法简称PWM-移相复合控制方法。所述的电压源型半有源桥DC-DC变换器主要由主电路和控制电路组成。主电路由输入侧和输出侧构成。输入侧用于将输入的直流电压变换为高频交流方波电压，使能量通过高频变压器从原边流向副边；输出侧用于实现对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出。所述的输入侧为由四个开关管S1、S2、S3和S4组成的全桥电路；输出侧由两个开关管S5、S6和两个二极管D1、D2以及输出电容Co组成。输入侧和输出侧由高频变压器T连接，Lk为高频变压器T的漏感与外加交流电感之和，ip为变压器原边电流，is为变压器副边电流。主电路连接关系为：输入侧开关管S1和S3的漏极均与电源的正极相连，输入侧开关管S2和S4的源极均与电源的负极相连。开关管S1的源极和开关管S2漏极相连，连接点记做A点；开关管S3的源极和开关管S4的漏极相连，连接点记做B点。A点与电感Lk的一端相连，电感Lk的另一端与高频变压器T原边绕组的一端相连，记该端为变压器的同名端。B点与变压器原边绕组的异名端相连。输出侧二极管D1、D2的阴极与输出电容Co的正极以及负载的正极连接在一起。输出侧开关管S5、S6的源极与输出电容Co的负极以及负载的负极连接在一起。D1的阳极与S5的漏极相连，记该连接点为C；D2的阳极与S6的漏极相连，记该连接点为D。C点与高频变压器T副边绕组的同名端相连；D点与高频变压器T副边绕组的异名端相连。变换器的控制电路主要由控制器和驱动电路构成。控制器是以DSP为核心，用于对传感器采样得到的电压信号进行处理，并依据PWM-移相复合控制方法生成PWM信号，调节变压器原边电压vAB和变压器副边电压vCD各自的占空比和两者之间的移相角。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，PWM信号经过隔离和功率放大之后为主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)提供驱动电压。作为优选，主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)为存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的碳化硅MOS管，二极管(D1、D2)为存在寄生电容的肖特基二极管。电压单闭环控制回路由控制对象、采样模块和控制器组成。本发明公开的一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法对输出电压Vo进行闭环控制，具体控制方法如下：步骤一、确定电压源型半有源桥DC-DC变换器输出电压的给定值Vref；步骤二、针对电压源型半有源桥DC-DC变换器的输出电压进行采样，采样值记为Vo，计算输出电压的给定值Vref与输出电压Vo的差值，所述的差值作为数字PI调节器的输入值。所述的数字PI调节器的输出值经过限幅器限幅后作为变压器原边电压vAB和变压器副边电压vCD之间的移相角步骤三、通过移相角计算出如公式(1)的原边占空比d1和如公式(2)的副边占空比d2。其中Δdp为原边占空比的补偿量，用于微调原边超前桥臂开关管S1、S2的开通时间；Δds为副边占空比的补偿量，用于微调副边开关管S5、S6的开通时间。m为输入到输出的电压增益，定义为：m＝Vo/(nVin)，n为变压器T副边绕组匝数N2比上原边绕组匝数N1的值。由于原边占空比d1包含原边占空比补偿项Δdp、副边占空比d2包含副边占空比的补偿项Δds，通过原边占空比补偿项Δdp使得流过原边超前桥臂开关管S1、S2的电流在开通的瞬间从开关管的体二极管流过，通过副边占空比的补偿项Δds使得流过开关管的电流在开通的瞬间从副边开关管S5、S6的体二极管流过，实现所有开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的软开关。通过副边占空比的计算公式保证副边开关管S5、S6在变压器原边电流ip刚过零之后就能开通，能够减小副边开关管S5、S6的体二极管导通的时间长度，减小副边开关管S5、S6的导通损耗。通过联立公式(1)和公式(2)得到原边占空比d1和副边占空比d2的关系如公式(3)所示，如公式(3)所示的原边占空比d1和副边占空比d2的关系能够保证变压器原边电流ip能够工作在临界连续模式，降低DC-DC变换器中存在的无功功率，减小开关管的电流应力，提高DC-DC变换器的可靠性。d1-2Δdp＝m(d2-Δds)(3)步骤四、根据步骤三中计算得到的移相角原边占空比d1和副边占空比d2三个控制量产生开关管的PWM信号，驱动电压源型半有源桥DC-DC变换器工作，实现所有开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的软开关，减小副边开关管S5、S6的导通损耗，并且降低DC-DC变换器中存在的无功功率，减小开关管的电流应力，提高DC-DC变换器的可靠性。步骤四中产生的移相角与原边占空比d1和副边占空比d2控制各个驱动PWM信号波形的关系如下：a)S1与S2互补、S3与S4互补、S5与S6相差180°；b)S1，S2，S3和S4的占空比均为50％，S5和S6的占空比均为1-d2；c)S1与S3之间的相位差为d1·2π，S2与S4之间的相位差为d1·2π，S1的上升沿与S5的下降沿之间的相位差为d2·2π，S2的上升沿与S6的下降沿之间的相位差为d2·2π。有益效果：1、本发明公开的一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法，原边占空比包含原边占空比补偿项Δdp，副边占空比包含副边占空比的补偿项Δds。通过原边占空比补偿量Δdp使得流过原边超前桥臂开关管S1、S2的电流在开通的瞬间从开关管的体二极管流过，通过副边占空比的补偿量Δds使得流过开关管的电流在开通的瞬间从副边开关管S5、S6的体二极管流过，实现所有开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的软开关。2、本发明公开的一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法，通过副边占空比的计算公式保证副边开关管S5、S6在变压器原边电流ip刚过零之后就能开通，能够减小副边开关管S5、S6的体二极管导通的时间长度，降低副边开关管S5、S6的导通损耗。3、本发明公开的一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法，通过联立公式(1)和公式(2)得到原边占空比d1和副边占空比d2的关系如公式(3)所示，如公式(3)所示的原边占空比d1和副边占空比d2的关系能够保证变压器原边电流ip能够工作在临界连续模式，降低DC-DC变换器中存在的无功功率，减小开关管的电流应力，提高DC-DC变换器的可靠性。4、本发明公开的一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法，通过公式(1)和公式(2)将移相角原边占空比d1和副边占空比d2耦合在一起，能够减小系统的控制维度，使得控制器可以简单地实现闭环控制，方便控制器的设计与实现。5、本发明公开的一种用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的PWM-移相复合控制方法，可以同时实现电压源型半有源桥DC-DC变换器的高效率运行和所有开关管的软开关，高效率的变换器意味着较少的发热，就可以使用较小的散热装置，而软开关的实现可以减小开关噪声，降低输入和输出滤波器的体积和重量，非常适合用在对于变换器的体积和重量要求非常严格的航空航天领域。附图说明图1为本发明实施例的变换器电路结构示意图；图2为本发明实施例的控制方法框图；图3为本发明实施例主要波形图；图4a)为本发明实施例的原边超前桥臂开关管实现ZVS开通的等效电路图；图4b)为本发明实施例的原边超前桥臂开关管实现ZVS开通的波形图；图5a)为本发明实施例的副边开关管实现ZVS开通的等效电路图；图5b)为本发明实施例的副边开关管实现ZVS开通的波形图；图6为本发明实施例的无功功率曲线；图7为本发明实施例的效率曲线。具体实施方式下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。所述的实施例为电压源型半有源桥DC-DC变换器，主要由主电路和控制电路组成。所述实施例的主电路的结构如图1所示，由输入侧和输出侧构成。输入侧用于将输入的直流电压变换为高频交流方波电压，使能量可以通过高频变压器从原边流向副边；输出侧用于实现对变压器交流电压的整形，实现额定电压输出。所述的输入侧为由四个开关管S1、S2、S3和S4组成的全桥电路，CS1、CS2、CS3、CS4为开关管S1、S2、S3、S4各自的结电容；输出侧由两个开关管S5、S6和两个二极管D1、D2以及输出电容Co组成，CS5、CS6为S5、S6各自的结电容，CD5、CD6为D1、D2各自的结电容。输入侧和输出侧由高频变压器T连接，Lk为高频变压器T的漏感与外加交流电感之和，ip为变压器原边电流。主电路连接关系为：输入侧开关管S1和S3的漏极均与电源的正极相连，输入侧开关管S2和S4的源极均与电源的负极相连。开关管S1的源极和开关管S2漏极相连，连接点记做A点；开关管S3的源极和开关管S4的漏极相连，连接点记做B点。A点与电感Lk的一端相连，电感Lk的另一端与高频变压器T原边绕组的一端相连，记该端为变压器的同名端。B点与变压器原边绕组的异名端相连。输出侧二极管D1、D2的阴极与输出电容Co的正极以及负载的正极连接在一起。输出侧开关管S5、S6的源极与输出电容Co的负极以及负载的负极连接在一起。D1的阳极与S5的漏极相连，记该连接点为C；D2的阳极与S6的漏极相连，记该连接点为D。C点与高频变压器T副边绕组的同名端相连；D点与高频变压器T副边绕组的异名端相连。变换器的控制电路主要由控制器和驱动电路构成。控制器以DSP为核心，通过对DSP进行编程来实现图2中所示的控制方法，用于对传感器采样得到的电压信号进行处理，并依据PWM-移相复合控制方法生成PWM信号，调节变压器原边电压vAB和变压器副边电压vCD各自的占空比和两者之间的移相角。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，PWM信号经过隔离和功率放大之后为主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)提供驱动电压。作为优选，主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)为存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的碳化硅MOS管，二极管(D1、D2)为存在寄生电容的肖特基二极管。所描述的实施例的设计参数如表1所示。表1参数值额定输入电压Vin60V额定输出电压Vo300V开关频率f50kHz开关周期Ts20μs变压器变比1:n1:5漏感感值Lk5μH额定功率Prated1000W原边MOS管S1、S2、S3、S4IPT015N10N5原边MOS管结电容1800pF副边MOS管S5、S6C3M0065090J副边MOS管结电容60pF副边二极管D1、D2DSEI8-06AS副边二极管结电容20pF对于表1中给出的漏感感值Lk，其设计过程如下：附图3给出了变换器的主要波形，根据所给出的波形可以计算得到变换器的功率传递表达式，如公式(4)|所示。公式(4)|中的参数a、b和c的表达式如公式(5)|所示。根据公式(4)|可以计算得到输出功率Po相对移相角变化的最大值，其表达式为如公式(6)|所示。输出功率Po最大时对应的移相角的值如公式(7)|所示。公式(6)|所示的输出功率最大值Po_max应大于变换器的额定输出功率Prated，根据这个关系可以得到漏感感值Lk应满足的关系式，如公式(8)所示。根据公式(8)，漏感感值设计为5uH。Lk≤5.438μH(8)此外，为保证控制器的极性不变，调节器的输出限幅器的上限设计为公式(7)|中的值。原边占空比补偿量Δdp和副边占空比的补偿量Δds的设计过程如下：原边超前桥臂开关管S1和S2的软开关条件是类似的，因此以S1的开通过程作为例子来分析原边超前桥臂开关管的软开关条件。开关管S1开通过程的等效电路如图4a)所示，开关管S1开通过程的关键波形如图4b)所示。图4b中t2-t3时间段为开关管换流的谐振过程，谐振过程的时间长度为Tc1，t2-t4时间段为原边占空比补偿段，时间长度为Δdp·Ts，Tdz为死区时间。在t2时刻，开关管S2关断，变压器原边电流ip开始与开关管S1、S2的结电容CS1、CS2谐振。在t3时刻，开关管S1的结电容CS1上的电压Vds1达到0V，开关管S1的体二极管开始导通，将A点的电平钳位在Vin。在t3-t4时间段内，值为Vin-Vo/n的电压加在漏感Lk之上，令变压器原边电流ip线性上升。这段时间是开关管S1实现软开关的时间段。在t4时刻，变压器原边电流ip过零并开始与开关管S1、S2结电容CS1和CS2谐振。此时，开关管S1的体二极管关断，开关管S1的结电容CS1上的电压Vds1开始上升，开关管S1失去软开关条件。可以看出，原边超前桥臂开关管S1实现软开关的基本条件有两个。第一，原边占空比补偿时间段的长度Δdp·Ts足够长，使得开关管换流的谐振过程t2-t3在变压器原边电流ip过零之前完成，变压器原边电流ip在开关管S1开通之前从开关管S1的体二极管流过。第二，死区时间Tdz的设计需要保证开关管S1在t3到t4之间开通，并且留出一定的裕量。根据表1中给出的参数，经过计算可以得到原边超前桥臂开关管换流的谐振过程时间Tc1的最大值为147ns，因此原边占空比补偿时间段的长度Δdp·Ts设计为200ns，即原边占空比补偿量Δdp＝0.01。在原边占空比补偿量Δdp设计为0.01之后，原边超前桥臂开关管换流的谐振过程时间Tc1的长度为50ns，由于死区时间Tdz必须大于原边超前桥臂开关管换流的谐振过程时间Tc1且小于原边占空比补偿时间段的长度Δdp·Ts，因此死区时间Tdz设计为150ns。副边开关管S5和S6的软开关条件是类似的，因此以S6为例分析副边开关管的软开关条件。开关管S6开通过程的等效电路如图5a)所示，开关管S6开通过程的关键波形如图5b)所示。图5b)中t4-t5时间段为开关管换流的谐振过程，谐振过程的时间长度为Tc3，Δdp·Ts为副边占空比补偿时间长度。在t4时刻，变压器副边电流is过零，二极管D2关断，变压器副边电流is开始与二极管D2的结电容CD2以及开关管S6的结电容CS6谐振。在t5时刻，开关管S6的结电容CS6上的电压下降到0V，暗管S6的体二极管导通，将开关管S6的DS端电压vds6钳位在0V。t5时刻之后，值为nVin的电压加在折合到副边的漏感n2Lk之上，使得变压器副边电流is线性上升。此时，开关管S6可以实现软开关。同时可以看出在t4时刻之前，变压器副边电流is从二极管D2流过。流过二极管D2的电流不断减小，直到t4时刻，流过二极管D2的电流减小到0，二极管D2实现软开关。只要开关管S6实现软开关，二极管D2一定能实现软开关。因此，开关管S6实现软开关的基本条件为副边占空比补偿时间Δds·Ts足够大使得开关管S6的驱动信号上升沿在谐振过程完成之后才到来。根据表1中给出的参数，经过计算可以得到副边开关管换流的谐振过程时间长度Tc3的值为107ns，因此副边占空比补偿时间Δds·Ts设计为200ns，即副边占空比补偿量Δds＝0.01。本实施例及其电路拓扑工作过程如下：变换器上电开始工作后，数字运算控制器通过传感器采样输出电压Vo作为反馈。Vref为输出电压给定，计算电压给定值Vref与Vo的差值，该差值作为电压数字PI调节器的输入，电压数字调节器的输出经过限幅器限幅后得到输入侧电压VAB和输出侧电压VCD之间的移相角由于限幅器的作用，可以保证移相角始终大于0，保证功率始终由输入到输出的正向传递。再由移相角计算出原边占空比d1和副边占空比d2。根据得出的移相角和占空比，控制器调制出各个开关管的PWM波，通过驱动电路来驱动变换器进行工作。步骤一、确定电压源型半有源桥DC-DC变换器输出电压的给定值Vref＝300V；步骤二、针对电压源型半有源桥DC-DC变换器的输出电压进行采样，采样值记为Vo，计算输出电压的给定值Vref与输出电压Vo的差值，所述的差值作为数字PI调节器的输入值。所述的数字PI调节器的输出值经过限幅器限幅后作为变压器原边电压vAB和变压器副边电压vCD之间的移相角步骤三、通过移相角计算出原边占空比如公式(9)和副边占空比如公式(10)。由于原边占空比d1包含原边占空比补偿项Δdp＝0.01、副边占空比d2包含副边占空比的补偿项Δds＝0.01，通过原边占空比补偿项Δdp使得流过原边超前桥臂开关管S1、S2的电流在开通的瞬间从开关管的体二极管流过，通过副边占空比的补偿项Δds使得流过开关管的电流在开通的瞬间从副边开关管S5、S6的体二极管流过，实现所有开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的软开关。通过副边占空比的计算公式保证副边开关管S5、S6在变压器原边电流ip刚过零之后就能开通，能够减小副边开关管S5、S6的体二极管导通的时间长度，减小副边开关管S5、S6的导通损耗。通过联立公式(9)和公式(10)得到原边占空比d1和副边占空比d2的关系如公式(11)所示，如公式(11)所示的原边占空比d1和副边占空比d2的关系能够保证变压器原边电流ip能够工作在临界连续模式，降低DC-DC变换器中存在的无功功率，减小开关管的电流应力，提高DC-DC变换器的可靠性。d1＝d2+0.01(11)步骤四、根据步骤三中计算得到的移相角原边占空比d1和副边占空比d2三个控制量产生开关管的PWM信号，驱动电压源型半有源桥DC-DC变换器工作，实现所有开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6)的软开关，减小副边开关管S5、S6的导通损耗，并且降低DC-DC变换器中存在的无功功率，减小开关管的电流应力，提高DC-DC变换器的可靠性。步骤四中产生的移相角与原边占空比d1和副边占空比d2控制各个驱动PWM信号波形的关系如下：a)S1与S2互补、S3与S4互补、S5与S6相差180°；b)S1，S2，S3和S4的占空比均为50％，S5和S6的占空比均为1-d2；c)S1与S3之间的相位差为d1·2π，S2与S4之间的相位差为d1·2π，S1的上升沿与S5的下降沿之间的相位差为d2·2π，S2的上升沿与S6的下降沿之间的相位差为d2·2π。控制环路的具体控制信号变化过程如下：当电压采样反馈Vo小于输出电压给定值Vref，调节器输出值将会增大，即移相角的值会增大。随着移相角的增加，原边占空比d1和副边占空比d2都将减小。最终由于移相角的增大，使得输出功率Po增加，输出电压Vo将会上升至给定值。同理当电压采样反馈Vo大于输出电压给定值Vref，调节器输出值将会减小，即移相角的值会减小。随着移相角的减小，原边占空比d1和副边占空比d2都将增大。最终由于移相角的减小，使得输出功率Po减小，输出电压Vo将会下降至给定值。图6给出了PWM-移相复合控制方法与传统的单移相控制方法的无功功率百分比。从图6中可以看出，本发明提出的PWM-移相复合控制方法相对于传统的单移相控制方法可以极大地降低无功功率，减小开关管的电流应力，提高DC-DC变换器的可靠性。图7给出了PWM-移相复合控制方法与传统的单移相控制方法的效率曲线。从图7中可以看出，本发明提出的PWM-移相复合控制方法相对于传统的单移相控制方法可以提高DC-DC变换器的效率，降低散热装置的体积和重量，提高变换器的功率密度。综上，本发明公开的PWM-移相复合控制方法可以很好地对电压源型半有源桥DC-DC变换器进行控制，并且能降低无功功率，减小导通损耗，实现所有开关管的软开关，降低开关损耗，提高变换器的效率和可靠性。以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。当前第1页1 2 3