一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路的制作方法

本发明涉及集成电路领域，尤其涉及一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路。

背景技术：

近年来，手持式个人通讯终端产品发展迅速，其相关充电器市场随之发展。反激式变换器由于其自身成本、性能优势，被广泛应用于这个领域，而各种采用原边反馈的恒压恒流控制器，因其外围结构简单、成本低廉，被广泛接受和应用。

一般，在反激式PWM变换器中，存在两种反馈方式，一种是传统的次级反馈，一种是新颖的原边反馈。由于原边反馈消除了次级反馈的采样电路，无须使用TL431和光耦合器，减少了外围原件，降低了电路的复杂度，更为优化和高效，因此，原边反馈的应用更加广泛。采用原边反馈结构的控制器，输出的恒压、恒流与采样的精度有密切关系，原边反馈结构的控制器通过对辅助绕组电压采样，达到对恒压精度的控制，因此，采样的精度决定了输出电压的精度。

图1是现有原边反馈控制器的原理图，原边反馈控制器包括变压器、分压器、S/H采样电路、误差放大器OP1、PWM控制电路、开关晶体管M0、采样电阻Rs、整流二极管Df、输出电容Co、输出电阻Ro，所述变压器包括原边绕组p、辅助绕组a及次级绕组s，所述分压器包括第一分压电阻R1和第二分压电阻R2，所述变压器辅助绕组a异名端串联第一分压电阻R1和第二分压电阻R2接地、负极接地，第一分压电阻R1和第二分压电阻R2之间的连接节点作为分压器输出端与S/H采样电路的输入端连接，S/H采样电路的输出端连接误差放大器OP1的反相输入端，误差放大器OP1的同相输入端连接一参考电压Vref，误差放大器OP1的输出端连接PWM控制电路的输入端，PWM控制电路输出端连接开关晶体管M0的栅极，开关晶体管M0的源极分别连接PWM控制电路的CS引脚端和分压器的输出端，所述CS引脚为原边绕组p电流检测信号引入脚，用于检测原边绕组p导通时的电流，开关晶体管M0的源极还通过连接采样电阻Rs接地，开关晶体管M0的漏极连接原边绕组p的异名端，次级绕组s的异名端串联整流二极管Df，次级绕组s还与输出电容Co和输出电阻Ro并联，输出电压Vo。图1中，Vd表示开关晶体管M0漏极电压，Vin表示变压器原边绕组p同名端电压，Ip为原边电流，Vf表示整流二极管Df的电压，Is为流经整流二极管Df的次级电流，Va表示变压器辅助绕组a电压，Np为变压器原边绕组p的匝数，Ns为变压器次级绕组s的匝数，Na为变压器辅助绕组a的匝数。当次级电流Is为零时，Vf＝0，此时原边绕组p电压辅助绕组a电压从公式中可以看出，开关晶体管M0漏极电压Vd和辅助绕组a电压Va两者完全由Vo的值决定，不受次级整流二极管电压Vf的影响，因此，如果能在次级绕组s电流为零的时刻，即去磁结束时，对辅助绕组a的电压Va进行采样，才可以获得精确的输出电压Vo。

对于图1中S/H采样电路，目前采样的方法有两种，一种是可以精确采样去磁结束时刻辅助绕组电压的迭代算法，另一种是在去磁中间过程采样辅助绕组的电压。迭代算法的采样过程是通过在去磁过程中多次采集辅助绕组的电压，比较前后两次的变化差值，当前后两次变化较大时，即认为前次的采样即为去磁结束的时刻的采样，这样的实现方法获得的采样值相对比较精确，可以获得高精度的输出电压Vo，但是迭代算法需要的电路复杂，设计成本高。而去磁中间时刻采样方法是对Va取平均电压，由于去磁过程中辅助绕组的电压Va是线性下降的，在去磁的1/2处采样，刚好是Va的平均值，此种方法的缺点是，在去磁过程中采样时，次级绕组电流Is没有为零，不能忽略输出二极管压降的影响，导致输出电压Vo会高于设计值，另外，由于需要计算去磁时间的中间时刻的电路，电路也相对比较复杂。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种简单的、精确的原边反馈恒压恒流控制器采样电路。

本发明所采用的技术方案是：一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路，适用于具有辅助绕组变压器的原边反馈恒压恒流控制器，包括：分压器，由两个分压电阻串联构成，用于完成对辅助绕组上的电压的分压；去磁结束检测电路，通过检测辅助绕组上电压变化幅度和速度，判断去磁是否结束；滤波电路，对辅助绕组电压进行滤波，滤除去磁过程中辅助绕组上电压的抖动，平滑分压器的输出电压；逻辑电路，用于生成控制采样信号，当去磁结束检测电路检测到去磁结束时，逻辑电路发出采样信号；采样信号控制的开关，通过采样信号控制开关的打开与关断，完成对辅助绕组电压的采样；采样电容，用于存储采样信号。

作为上述方案的进一步改进，所述分压器包括第一分压电阻和第二分压电阻，所述辅助绕组的异名端通过串联第一分压电阻和第二分压电阻接地，所述第一分压电阻和第二分压电阻之间的连接节点作为分压器的输出端。

作为上述方案的进一步改进，所述去磁结束检测电路的输入端与分压器的输出端连接，所述去磁结束检测电路的输出端与逻辑电路的输入端连接。

作为上述方案的进一步改进，所述去磁结束检测电路包括跟随器，所述跟随器包括运算放大器和第三电阻，所述运算放大器的同相输入端与第一分压电阻和第二分压电阻连接节点连接，所述运算放大器的输出端与第三电阻的一端连接，所述第三电阻的另一端与运算放大器的反相输入端连接。

作为上述方案的进一步改进，所述去磁结束检测电路还包括比较器、第四电阻、第一滤波电容、电流源、电流沉和反相器，所述运算放大器的输出端还与比较器的反相输入端连接，所述跟随器的输出端通过连接第一滤波电容接地，所述跟随器的输出端还与电流源连接，所述跟随器的输出端还通过连接第四电阻与比较器的同相输入端连接，所述比较器同相输入端通过连接电流沉接地，所述比较器的输出端分别与反相器的输入端和逻辑电路的输入端连接。

作为上述方案的进一步改进，所述采样控制信号开关包括第一使能开关NMOS管、第二开关NMOS管和第三开关NMOS管，所述反相器的输出端连接第一使能开关NMOS管的栅极，所述逻辑电路生成两路采样控制信号，所述逻辑电路的第一输出端与第二开关NMOS管的栅极连接、第二输出端与第三开关NMOS管的栅极连接，所述第一使能开关NMOS管的源极连接第二开关NMOS管的漏极，所述第二开关NMOS管的源极连接第三开关NMOS管的漏极。

作为上述方案的进一步改进，所述采样电容包括第四采样电容和第五采样电容，所述第二开关NMOS管的源极通过连接第四采样电容接地，所述第三开关NMOS管的源极通过连接第五采样电容接地。

作为上述方案的进一步改进，所述滤波电路包括第一级滤波器和第二级滤波器，所述第一级滤波器包括串联的第五电阻和第二滤波电容，所述第二级滤波器包括串联的第六电阻和第三滤波电容，所述分压器的输出端连接第一级滤波器的输入端，所述第一级滤波器的输出端连接第二级滤波器的输入端，所述第二级滤波器的输出端连接第一使能开关NMOS管的漏极。

本发明的有益效果是：

一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路，采用去磁结束检测电路和逻辑电路结合，在去磁结束时刻采集辅助绕组电压，避开复杂的迭代算法电路，电路结构简单，还避开了平均值采样法的误差，进而得到更精确的输出电压。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明：

图1是现有技术中的原边反馈控制器的电路结构示意图；

图2是图1电路结构中迭代算法采样时刻各节点的工作波形图；

图3是图1电路结构中去磁中间时刻采样各节点的工作波形图；

图4是本发明一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路具体实施例的电路结构图；

图5是本发明一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路具体实施例电路结构中各节点的工作波形图；

图6是本发明一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路具体实施例电路结构中采样点时刻波形局部放大图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

图2是图1电路结构中迭代算法采样时刻各节点的工作波形图，包括GATE、原边电流Ip、次级电流Is和辅助绕组a上电压Va的波形图，在非连续模式(DCM)下，当开关晶体管M0的GATE打开后，原边电流Ip线性增加，斜率为其中Lp为原边绕组电感，变压器将能量储存在原边绕组，在开关晶体管M0截止时，次级电流Is电流线性变小，斜率为能量从原边绕组传递到次级绕组其中Ls为次级绕组电感，输出电压其中，t_on表示开关晶体管M0导通时间，T_s表示原边反馈控制器的开关周期，次级输出电流为其中，t_dis表示变压器的去磁时间，I_s,pk表示次级电流Is的峰值，I_p,pk表示原边电流Ip的峰值。辅助绕组a的电压当次级电流Is为零时，Vf＝0，此时，辅助绕组a电压为如图2所示，在辅助绕组a电压Va上标记的sampling表示去磁结束时刻采样点。

图3是图1电路结构中去磁中间时刻采样各节点的工作波形图，图3与图2的区别在于，图3的采样点在去磁中间时刻，在辅助绕组电压Va上标记的sampling表示去磁中间时刻采样点。

图4是本发明一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路具体实施例的电路结构图，如图4所示，一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路，包括分压器，由两个分压电阻串联构成，用于完成对辅助绕组上的电压Va的分压；去磁结束检测电路1，通过检测辅助绕组上电压Va变化幅度和速度，判断去磁是否结束；滤波电路2，对辅助绕组电压Va进行滤波，滤除去磁过程中辅助绕组上电压Va的抖动，平滑分压器的的输出电压Vfb；逻辑电路3，用于生成控制采样保持信号，当去磁结束检测电路1检测到去磁结束时，逻辑电路3发出采样信号；采样信号控制的开关，通过采用信号控制开关的打开与关断，完成对辅助绕组电压Va的采样；采样电容，用于存储采样信号。

图5是本发明一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路具体实施例电路结构中各节点的工作波形图，图6是本发明一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路具体实施例电路结构中采样点时刻波形局部放大图，结合图4、图5和图6，分压器包括第一分压电阻R1和第二分压电阻R2，辅助绕组的异名端通过串联第一分压电阻R1和第二分压电阻R2接地，第一分压电阻R1和第二分压电阻R2之间的连接节点作为分压器的输出端，输出分压Vfb，去磁结束检测电路1的输入端与分压器的输出端连接、输出端与逻辑电路3的输入端连接。

去磁结束检测电路1包括跟随器，跟随器包括运算放大器OP和第三电阻R3，运算放大器OP的同相输入端与第一分压电阻R1和第二分压电阻R2连接节点连接，运算放大器OP的输出端与通过连接第三电阻R3连接到运算放大器OP的反相输入端，构成跟随器，用于完成对分压Vfb的跟随，即Vfb＝V_N。去磁结束检测电路1还包括比较器COMP，第四电阻R4、第一滤波电容C1、电流源I1、电流沉I2和反相器UI，其中，第四电阻R4的阻值大于第三电阻R3的阻值。本实施例中，电流源I1的电流与电流沉I2的电流相等，I1＝I2。运算放大器OP的输出端与比较器COMP的反相输入端连接，V_N＝V_{N_CP}，跟随器的输出端通过连接第一滤波电容C1接地，第一滤波电容C1用于对跟随器的输出电压V_N进行滤波，当运算放大器OP的输出电压发生剧烈变化时，第一滤波电容C1可以让跟随器的输出电压V_N比较平滑。跟随器的输出端还与电流源I1连接，跟随器的输出端还通过连接第四电阻R4与比较器COMP的同相输入端连接，比较器COMP同相输入端通过连接电流沉I2接地，比较器COMP的输出端分别与反相器UI的输入端和逻辑电路3的输入端连接。比较器COMP用于比较辅助绕组上的当前电压与采样时刻发辅助绕组电压的高低。去磁结束检测电路1在原边绕组去磁过程中，运算放大器OP的输出电压紧跟运算放大器OP同相输入端信号Vfb，在去磁过程中，辅助绕组的电压Va缓慢下降，分压Vfb也缓慢下降，运算放大器OP的输出电压与运算放大器OP的同相输入端电压一同下降，第三电阻R3的压降为零，即没有电流流过，在去磁过程中，由于运算放大器OP输出端连接的第三电阻R3的压降为零，电流源I1的电流全部经过第四电阻R4流入电流沉I2中，第四电阻R4与电流源I1相连端的电压高、与电流沉I2相连端的电压低，即V_N>V_{P_CP}，由于V_N＝V_{N_CP}，由于比较器COMP的同相输入端与电流沉I2连接、反相输入端与运算放大器OP的输出端连接，因此，在去磁过程中，比较器COMP的同相输入端电压低于反相输入端电压，即V_{N_CP}>V_{P_CP}，比较器的输出信号Slp_det为低电平。在原边绕组去磁结束时刻，辅助绕组电压Va发生剧烈变化，迅速降低，运算放大器OP的同相输入端检测到这种变化，同相输入端的电压也跟着发生剧烈变化，运算放大器OP的输出电压跟随下降，由于第一滤波电容C1的存在，第三电阻R3两端电压不再为零，即运算放大器OP的反相输入端与运算放大器OP的同相输入端的电压出现差值，运算放大器OP输入端的电压差导致输出电压的变化进一步加剧，电路形成正反馈，正反馈导致运算放大器OP输入端电压差进一步加剧，此时，第一滤波电容C1端电压高于运算放大器OP输出端电压，第一滤波电容C1向第三电阻R3和运算放大器OP放电。由于第三电阻R3的电阻值大于第四电阻R4的电阻值，在放电过程中，电流沉I2端的电压高于运算放大器OP输出电压，比较器COMP的同相输入端电压高于反相输入端电压，即V_{N_CP}≤V_{P_CP}时刻，比较器COMP发生翻转，比较器COMP的输出信号Slp_det从低电平跳变为高电平，比较器COMP发生跳变的时刻即为次级绕组电流为零时刻。

采用控制信号开关包括第一使能开关NMOS管M1、第二开关NMOS管M2和第三开关NMOS管M3，反相器UI的输出端连接第一使能开关NMOS管M1的栅极，逻辑电路3生成两路采样控制信号，逻辑电路3的第一输出端S1与第二开关NMOS管M2的栅极连接、第二输出端S2与第三开关NMOS管M3的栅极连接，第一使能开关NMOS管M2的源极连接第二开关NMOS管M2的漏极，第二开关NMOS管M2的源极连接第三开关NMOS管M3的漏极。采样电容包括第四采样电容C4和第五采样电容C5，第二开关NMOS管M2的源极通过连接第四采样电容C4接地，第三开关NMOS管M3的源极通过连接第五采样电容C5接地，第三开关NMOS管M3源极输出采样电压Vfb_sh。滤波电路2包括第一级滤波器和第二级滤波器，第一级滤波器包括串联的第五电阻R5和第二滤波电容C2，第二级滤波器包括串联的第六电阻R6和第三滤波电容C3，分压器的输出端连接第一滤波器的输入端，第一级滤波器的输出端连接第二级滤波器的输入端，第二级滤波器的输出端连接第一使能开关NMOS管M1的漏极。去磁结束检测电路1输出的信号通过逻辑电路3处理后，生成采样保持信号，采样保持信号控制采样、保持开关，完成对辅助绕组信号的采样和保持。反相器UI用于控制第一使能开关NMOS管M1何时采样辅助绕组电压，第一使能开关NMOS管M1进而打开第二开关NMOS管M2和第三开关NMOS管M3，将辅助绕组的电压信号存储到第四采样电容C4和第五采样电容C5。比较器的输出信号Slp_det被送入逻辑电路3，逻辑电路3在检测到去磁过程中，比较器COMP输出信号Slp_det发生跳变，即会发出去磁结束对辅助绕组采样的信号。采样信号通过控制NMOS管的开关，将辅助绕组的电压信号Vfb_sh采样到电容上，并将该信号送到图1所示的误差放大器OP1，用于完成恒压的控制。

如图5和图6所示，在滤波电路2的作用下滤除去磁过程中辅助绕组上电压Va的抖动，输出平滑的电压Vfb，反相器UI的输出信号Slp_detb与比较器COMP输出信号Slp_det方向相反，反相器UI第一输出信号S1和第二输出信号S2的方向相反，第三开关NMOS管M3源极输出信号Vfb_sh比第二开关NMOS管M2源极输出信号Vfb_s波形更加平滑，精度更高，在辅助绕组电压Va上标记的sampling表示去磁结束时刻采样点，在去磁结束时刻采样时，辅助绕组分压Vfb低于跟随器输出电压V_N，比较器COMP反相输入端电压信号V_{N_CP}高于其同相输入端电压信号V_{P_CP}。

一种原边反馈恒压恒流控制器采样电路，采用去磁结束检测电路和逻辑电路结合，在去磁结束时刻采集辅助绕组电压，避开复杂的迭代算法电路，电路结构简单，还避开了平均值采样法的误差，进而得到更精确的输出电压。

以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。