一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置及方法与流程

本发明涉及一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置，本发明也涉及一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制方法，具体属于无刷直流电机控制领域。

背景技术：

最近几十年来，无刷直流电动机由于其高功率密度、高转矩、高功率因数、控制简单、维护成本低特点，已经被广泛应用于各种工业领域。但由于电机存在转矩脉动产生的振动和噪声限制了无刷直流电机在高精度领域的应用。

造成转矩脉动的主要原因有：一、加工制造过程存在误差，会导致周期性的转矩脉动；二、pwm调制方法会造成小幅度的高频转矩脉动；三、换相转矩脉动，约占总脉动量的50％，是对直流无刷电机影响最严重的因素。所以，抑制直流无刷电机换相转矩脉动一直是近几十年来的研究热点。

目前，研究的主要方法很多，如果按照使用控制量进行分类，可以分为使用转矩作为控制量和使用电流作为控制量两类；如果按照具体实现方法分类，则可以分为直接转矩、智能控制算法、开关调制法和开关变换器法等。其中，开关变换器法是在电源与逆变器之间串联各种拓扑结构的开关变换器，在电机换相阶段开关变换器提高母线电压，使母线电压等于4倍反电动势幅值，从而有效地抑制换相转矩脉动。开关变换器法的优点是换相转矩脉动抑制效果好，但是成本较高。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置。本发明的目的还在于提供一种既可以抑制浪涌电流又可以提升能量利用率的换相转矩脉动抑制方法。

本发明的一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置包括电源(us)、换相转矩抑制装置、逆变器和无刷直流电机，所述的换相转矩抑制装置由两个功率开关(s1和s2)、两个电容(c1和c2)、三个二极管(d1、d2和d3)和1个反激变压器(t1)组成，所述电源(us)正极与第一二极管(d1)的阳极、第三二极管(d3)的阴极和第一功率开关(s1)的漏极连接，电源(us)阴极与第一功率开关(s1)的源极和第二功率开关(s2)的漏极相连。

所述一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置，第二电容(c2)阳极分别与第三二极管(d3)的阳极和第二二极管(d2)的阴极连接，第二电容(c2)阴极与参考点连接。

所述一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置，所述反激变压器(t1)原边的一端与第二二极管(d2)的阳极相连，反激变压器(t1)另一端与参考点相连；反激变压器(t1)副边的一端与第二功率开关(s2)的源极连接，反激变压器(t1)另一端与参考点相连。

本发明的一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制方法，具体包括如下步骤：

(1)在非换相期间，第一功率开关(s1)截止，第二功率开关(s2)导通，电源(us)通过第一二极管(d1)、第二功率开关(s2)和反激变压器(t1)的原边向第一电容(c1)充电，反激变压器(t1)抑制第一电容(c1)充电过程中的浪涌电流并将多余的能量以磁能的方式储存起来；

(2)当第一电容(c1)电压幅值uc1＝4e-us，e为反电动势，us为电源电压时，第二功率开关(s2)截止，停止对第一电容(c1)充电；储存在反激变压器(t1)原边的能量通过副边回馈至电源被重新使用；

(3)换相开始时，第一功率开关(s1)导通，第二功率开关(s2)截止，第一二极管(d1)截止，直流母线电压(udc)由电源电压(us)与电容(c1)电压(uc1)串联构成；

(4)直至换相结束，整个换相期间，直流母线电压udc＝4e，从而有效抑制换相转矩脉动。

本发明提供一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置及方法。在非换相阶段对电容充电，达到期望电压值时，停止充电；当换相开始时，将充电电容串联入直流母线，使整个换相阶段直流母线电压(电容电压幅值与电源电压幅值之和)维持在4倍反电动势幅值。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

1、在传统方法中，在电机正常导通阶段和换相阶段对逆变器使用不同的调制策略，使控制器的设计复杂；本发明在电机运行中始终使用相同的调制策略，极大简化了控制器的设计；

2、抑制充电过程中的浪涌电流，并且将充电过程中多余的能量回馈至电源重新使用，提高能量的利用率；

3、本发明装置结构简单，控制方法易于实现。

附图说明

图1是一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置结构图。

图2是本发明抑制过程流程图。

图3是本发明工作原理图，其中(a)开关s1导通电路原理图，(b)开关s1关断阶段电路原理图。

图4是本发明电机换相阶段电路原理图。

图5是本发明功率开关s1、s2时序图、充电电流ic1和电容c1电压波形图。

图6是未采用本发明方法控制下的电流波形图(1000r/min)。

图7是采用本发明时方法控制下的电流波形图(1000r/min)。

图8是未采用本发明方法控制下的电流波形图(2000r/min)。

图9是采用本发明时方法控制下的电流波形图(2000r/min)。

图10是采用本发明和未采用本发明方法控制下的转矩波形图(1000r/min)。

图11是采用本发明和未采用本发明方法控制下的转矩波形图(2000r/min)。

图12是本发明的能量回馈波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

本发明涉及一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置及方法。在非换相阶段对电容充电，达到期望电压值时，停止充电；当换相开始时，将充电电容串联入直流母线，使整个换相阶段直流母线电压(电容电压幅值与电源电压幅值之和)维持在4倍反电动势幅值。电容充电过程会产生浪涌电流，为了抑制过大的浪涌电流，通常在充电回路中串联热敏电阻，这种方法虽然可以抑制浪涌电流，保护充电线路的绝缘性，但是热敏电阻在抑制浪涌电流过程中会消耗大量的能量，很多文献都已证明rc充电效率最大值为50％，即当充电效率最高时，50％的能量被热敏电阻消耗，这种充电方式造成了极大的能量浪费。针对这个问题，本发明提出一种既可以抑制浪涌电流又可以提升能量利用率的换相转矩脉动抑制装置及方法。

本发明涉及一种带有能量回馈功能的换相转矩脉动抑制装置及方法。为了抑制浪涌电流，在充电回路中引入反激变压器。对电容充电时，反激变压器抑制充电浪涌电流，当电容电压幅值达到期望值时，反激变压器将充电过程中储存的能量回馈至电源被重新使用，提高能量利用率。

结合图1所示，所述的换相转矩抑制装置由两个功率开关s1和s2、两个电容c1和c2、三个二极管d1、d2和d3和1个反激变压器t1组成。在非换相期间，第二功率开关s2控制电容电压充电；在换相期间，第一功率开关s1将电容与电源串联向电机供电。

结合图2所示，是本发明抑制过程流程图。在非换相阶段，第一功率开关s1截止，第二功率开关s2导通，电源us通过第一二极管d1、第二功率开关s2和反激变压器t1的原边向第一电容c1充电。此时，反激变压器t1的原边电感可以有效抑制充电浪涌电流。当第一电容c1电压幅值uc1＝4e-us后，第二功率开关s2截止，停止对第一电容c1充电，储存在反激变压器t1原边的能量通过副边回馈至第二电容c2和电源us；在换相开始时，第一功率开关s1导通，第二功率开关s2截止，第一二极管d1截止，电源us与第一电容c1串联后向电机供电至换相结束。

结合图3所示，是本发明工作原理图，其中(a)第一开关s1导通电路原理图，(b)第一开关s1关断阶段电路原理图。在非换相阶段充电过程，第一功率开关s1截止，第二功率开关s2导通，电源us通过第一二极管d1、第二功率开关s2和反激变压器t1的原边向第一电容c1充电，结合3(a)所示。此时，反激变压器t1的原边电感可以有效抑制充电浪涌电流。当第一电容c1电压幅值uc2＝4e-us后，第二功率开关s2截止，停止对第一电容c1充电，储存在反激变压器t1原边的能量通过副边、第二二极管d2传送至第二电容c2，第二电容c2电压上升。当第二电容c2电压uc2小于母线电压udc时，第三二极管d3截止，反激变压器t1原边传送的能量储存在第二电容c2中。随着反激变压器t1原边传送的能量逐渐增加，第二电容c2电压uc2也随之相应升高。当第二电容c2电压uc2大于母线电压udc时，第三二极管d3导通，结合图3(b)所示，此时，从反激变压器t1原边传送的能量将回馈至电源被重新使用。

结合图4所示，本发明电机换相阶段电路原理图。在换相阶段，第一二极管d1承受反压而截至，第一电容c1与电源us共同向电机供电。

本发明实施例用来解释本发明，而不是对本发明进行限制，在发明内容和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

实施例

本发明采用无刷直流电机运行在两两导通方式下，以a-c换相到b-c为例。在非换相阶段，对第一电容c1充电；在换相阶段，电源us和第一电容c1向电机供电，使母线电压udc等于4倍反电动势幅值，减小换相转矩脉动。第一电容c1充电过程中存储在反激变压器t1中的能量被回馈至电源重新使用。

结合图5所示，是本发明功率开关s1、s2时序图、充电电流ic1和电容c1电压波形图。此时，电机转速为1000r/min，反电动势e＝93v时。从图中可以看出，在非换相区，功率开关s2＝1、s1＝0，电源us对第一电容c1充电，充电电流ic1峰值为11a；在换相区，功率开关s2＝0、s1＝1、，母线电压udc＝372v，刚好等于4倍反电动势，即udc＝4e＝372v。

结合图6所示，是未采用本发明方法控制下的电流波形图(1000r/min)。可以从图中看到相电流ia的下降速率和相电流ib的上升速率不一致，造成非换相电流ic出现波动。相电流ic稳态值为18.5a，ic最小值为13.5a，电流波动约5a，波动率为27％。

结合图7所示，采用本发明时方法控制下的电流波形图(1000r/min)。从图中看出，相电流ia的下降速率和相电流ib的上升速率基本一致，非换相电流ic出现波动非常小。对应的转矩波形结合10所示，是采用本发明和未采用本发明方法控制下的转矩波形图(1000r/min)。从图中看出，转矩平均值22n*m，采用本发明的转矩最小值为21.5n*m，转矩波动约为0.5n*m，波动率2.2％；未使用本发明的转矩最小值为17n*m，转矩波动约为5n*m，波动率22.7％。对比发现，使用本发明转矩波动率降低了20.5％。通过结合图6、图7、图10的对比分析，可以看到本发明可以有效抑制电机换相转矩脉动。

为了验证本发明在高速条件下换相转矩脉动抑制效果，结合图8、图9、图11分别对采用本发明和未采用本发明时的电流、转矩波形进行分析。结合图8所示，是未采用本发明方法控制下的电流波形图(2000r/min)。图中相电流ia的下降速率和相电流ib的上升速率严重不一致，造成非换相电流ic出现较大波动，相电流ic稳态值为18.5a，ic最小值为10a，电流波动约8.5a，波动率为45.9％。

结合图9所示，是采用本发明时方法控制下的电流波形图(2000r/min)。图中相电流ia的下降速率和相电流ib的上升速率基本一致，非换相电流ic没有明显变化。

结合图11所示，是采用本发明和未采用本发明方法控制下的转矩波形图(2000r/min)。图中转矩平均值22n*m，采用本发明的转矩最小值为21.5n*m，转矩波动约为0.5n*m，波动率2.2％；未采用本发明的转矩最小值为13n*m，转矩波动约为9n*m，波动率40.9％。对比发现，使用本发明转矩波动率降低了31.1％。

结合图12所示，本发明的能量回馈波形图。从图中看出，能量回馈分为2阶段：step1和step2。在step1阶段，当第二功率开关s2处于ton时，即第二功率开关s2导通时，第一电容c1处于充电阶段，反激变压器t1抑制充电过程中的浪涌电流，并且将充电过程中多余的能量储存在原边。此时，第二二极管d2截止，第二电容c2电压uc2保持恒定；当第一电容c1电压幅值uc2＝4e-us后，第二功率开关s2处于toff，即第二功率开关s2截止。此时，第二二极管d2导通，反激变压器t1将储存在原边的能量传送至第二电容c2，电压uc2上升。在step2阶段，随着能量的不断传送，第二电容c2电压uc2势必大于母线电压udc。当第二电容c2电压uc2大于母线电压udc时，第三二极管d3导通，第二电容c2电压被箝位在母线电压udc。此后，在充电过程中，被反激变压器t1抑制的浪涌电流能量被回馈至电源被重新使用。

本发明使用电容的电压储存能力，在换相阶段将充电至(4e-us)的电容串联入母线，提高换相阶段的母线电压，从而有效的抑制换相转矩脉动。同时，使用反激变压器的电感储能特性，不仅抑制了充电浪涌电流，而且将充电过程中多余的能量回馈至电源重新使用。除此之外，本发明在电机整个运行中逆变器使用相同的调制方法，简化了控制方法，具有良好的工程应用价值。