反激式变换器及其有源箝位控制电路和有源箝位控制方法与流程
本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及反激式变换器及其有源箝位控制电路和有源箝位控制方法。
背景技术：
反激式变换器是在开关管导通时在变压器中储存能量，在开关管关断时将变压器中储存的能量输送到负载的功率变换器。变压器是反激变换器中存储能量和输送能量的主要部件。在开关管关断时，由于变压器原边绕组漏感的存在将产生尖刺电压。
在一种改进的反激式变换器中，采用箝位控制方式吸收尖刺电压。该反激式变换器包括与变压器的原边绕组连接的主开关管和辅助开关管。主开关管和辅助开关管以互补方式交替导通和关断。在主开关管关断期间，辅助开关管导通，从而形成附加的吸收电路，以吸收原边绕组的漏感中储存的能量，因而可以抑制尖刺电压的产生。尽管箝位控制可以吸收尖刺电压，但吸收电路消耗的能量也使得反激式变换器的效率降低。由于主开关管和辅助开关管以互补方式交替导通和关断，在轻载时，由于激磁感电流一直续流，因此循环能量大，且变压器副边绕组相连接的二极管的电流峰值大，二极管损耗大。因此，反激式变换器的箝位控制方式导致轻载损耗大，无法满足能耗标准要求。
在进一步改进的反激式变换器中，主开关管和辅助开关管不以互补方式交替导通和关断，而是在主开关管导通之前，辅助开关管仅仅导通一段固定的时间。该控制方式减少了辅助开关管的导通时，从而减小了轻载状态下的损耗。然而，由于辅助开关管的导通时间为固定时间，因此，在负载减轻至一定值时，辅助开关管的导通期间环流大，从而导致辅助开关管自身的损耗大。在开关频率高时，辅助开关管的损耗更加明显，从而不利于反激式变换器的高频化。
因此，期望进一步在采用箝位控制的反激式变换器中减小辅助开关管的损耗和实现高频化。
技术实现要素：
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种新型的反激式变换器及其有源箝位控制电路和有源箝位控制方法，其中根据主开关管的电感电流峰值控制辅助开关管的导通时间，以减小辅助开关管的损耗。
根据本发明的第一方面，提供一种用于反激式变换器的有源箝位控制电路，所述反激式变换器采用主开关管为变压器提供电能，以及采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径，其中，所述有源箝位控制电路控制所述主开关管和所述辅助开关管的导通状态，使得所述辅助开关管在至少一个开关周期中导通第一时间段，所述主开关管在每个开关周期中导通第二时间段，所述第一时间段和所述第二时间段是所述开关周期中互不重叠的时间段，所述有源箝位控制电路将流经所述主开关管的电感电流峰值与第一阈值进行比较，在所述电感电流峰值大于等于所述第一阈值时，所述有源箝位控制电路调节所述辅助开关管的第一时间段，使得所述第一时间段与所述电感电流峰值成正比。
优选地，所述有源箝位控制电路将所述电感电流峰值与第二阈值进行比较，所述第一阈值大于所述第二阈值，在所述电感电流峰值大于等于所述第二阈值且小于所述第一阈值时，所述有源箝位控制电路调节所述辅助开关管的第一时间段，使得所述第一时间段为恒定时间，在所述电感电流峰值小于所述第二阈值时，所述有源箝位控制电路调节所述辅助开关管的第一时间段，使得间隔多个开关周期将所述辅助开关管导通固定时间，在所述多个开关周期中维持所述辅助开关管的关断状态。
优选地，所述有源箝位控制电路包括用于为所述辅助开关管提供第一驱动信号的第一模块，所述第一模块包括：第一置位信号产生电路，用于根据第一脉宽调制信号产生第一置位信号；第一复位信号产生电路，用于根据所述电感电流峰值的检测信号产生第一复位信号；第一逻辑电路，用于根据所述第一置位信号和所述第一复位信号产生所述第一脉宽调制信号；以及第一驱动电路，用于根据所述第一脉宽调制信号产生所述第一驱动信号，其中，所述第一置位信号和所述第一复位信号分别用于表征所述辅助开关管在所述开关周期中的导通时刻和关断时刻，所述第一时间段为所述辅助开关管在相应的开关周期中位于连续的导通时刻和关断时刻之间的时间段，所述第一模块根据所述电感电流峰值调节所述第一时间段。
优选地，所述第一复位信号产生电路包括：计时电路，用于根据所述电感电流峰值产生计时信号；以及第一单脉冲发生电路，用于根据所述计时信号产生所述第一复位信号。
优选地，所述计时电路包括：第一比较器，所述第一比较器包括同相输入端和反相输入端；以及并联连接在所述第一比较器的同相输入端和地之间的电流源、第一电容和第一开关，其中，所述第一比较器的反相输入端接收用于与所述电感电流峰值相对应的控制信号，所述第一脉宽调制信号的反相信号控制所述第一开关的导通状态，使得在所述辅助开关管的导通阶段，所述电流源对所述第一电容充电，在所述辅助开关管的关断阶段，所述第一电容经由所述第一开关放电，所述第一比较器将所述第一电容两端的第一电压与控制信号进行比较，从而在所述第一电压升高至所述控制信号的数值时跳变，从而产生所述计时信号。
优选地，所述计时电路还包括：箝位电路，在所述电感电流峰值的控制信号小于参考电压时，将所述电感电流峰值箝位于所述参考电压。
优选地，所述箝位电路包括：第三比较器，所述第三比较器连接成电压跟随器，并且所述第三比较器的同相输入端接收所述电感电流峰值的控制信号，输出端连接至所述第一比较器的反相输入端；第四比较器，所述第四比较器的反相输入端连接至所述第一比较器的反相输入端，同相输入端接收所述参考电压；以及箝位开关管，所述箝位开关管的控制端连接至所述第四比较器的输出端，第一端连接至所述第一比较器的反相输入端，第二端连接至自身的同相输入端，其中，在所述电感电流峰值的控制信号大于等于参考电压时，所述箝位开关管断开，在所述电感电流峰值的控制信号小于参考电压时，所述箝位开关管导通。
优选地，所述有源箝位控制电路包括用于为所述主开关管提供第二驱动信号的第二模块，所述第二模块包括：第二置位信号产生电路，用于根据第一脉宽调制信号的反相信号产生第二置位信号；第二复位信号产生电路，用于根据所述电感电流的检测信号和所述反激式变换器的直流输出电压的检测信号产生第二复位信号；第二逻辑电路，用于根据所述第二置位信号和所述第二复位信号产生所述第二脉宽调制信号；以及第二驱动电路，用于根据所述第二脉宽调制信号产生所述第二驱动信号，其中，所述第二置位信号和所述第二复位信号分别用于表征所述主开关管在所述开关周期中的导通时刻和关断时刻，所述第二时间段为所述主开关管在相应的开关周期中位于连续的导通时刻和关断时刻之间的时间段，所述第二模块在所述电感电流升高至电流参考值时产生触发信号，从而控制所述第二时间段。
优选地，所述第二复位信号产生电路包括：峰值检测电路，根据所述电感电流的检测信号和所述反激式变换器的直流输出电压的检测信号产生所述触发信号；以及第二单脉冲发生电路，用于根据所述触发信号产生所述第二复位信号。
优选地，所述峰值检测电路包括：峰值电流设置电路，用于根据所述反激式变换器的直流输出电压的检测信号产生电流参考信号，以设置电流参考值；上升沿消隐电路，用于对所述电感电流的检测信号延迟预定的消隐时间；以及第二比较器，用于将所述电感电流的检测信号与所述电流参考信号进行比较，从而在所述电感电流升高至所述电流参考值时跳变，从而产生所述触发信号。
优选地，所述第二复位信号产生电路包括延迟电路，用于对第一脉宽调制信号的反相信号延迟预定时间，从而在所述辅助开关管的第一时间段结束和所述主开关管的第二时间段开始之前插入预定的死区时间。
优选地，所述第一置位信号产生电路和所述第二置位信号产生电路分别包括各自的单脉冲发生电路。
优选地，所述第一逻辑电路和所述第二逻辑电路分别为rs触发器。
根据本发明的第二方面，提供一种用于反激式变换器的有源箝位控制方法，所述反激式变换器采用主开关管为变压器提供电能，以及采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径，所述方法包括：控制所述辅助开关管在至少一个开关周期中导通第一时间段；控制所述主开关管在每个开关周期中导通第二时间段；检测流经所述主开关管的电感电流峰值；以及根据流经所述主开关管的电感电流峰值调节所述辅助开关管的第一时间段，其中，将所述电感电流峰值与第一阈值进行比较，在所述电感电流峰值大于等于所述第一阈值时，调节所述辅助开关管的第一时间段，使得所述第一时间段与所述电感电流峰值成正比。
优选地，调节所述辅助开关管的第一时间段的步骤还包括：将所述电感电流峰值与第一阈值和第二阈值进行比较，所述第一阈值大于所述第二阈值，其中，在所述电感电流峰值大于等于所述第二阈值且小于所述第一阈值时，调节所述辅助开关管的第一时间段，使得所述第一时间段为恒定时间，在所述电感电流峰值小于所述第二阈值时，调节所述辅助开关管的第一时间段，使得间隔多个开关周期将所述辅助开关管导通固定时间，在所述多个开关周期中维持所述辅助开关管的关断状态。
优选地，控制所述辅助开关管在至少一个开关周期中导通第一时间段的步骤包括：根据第一脉宽调制信号产生第一置位信号；根据所述电感电流峰值的检测信号产生第一复位信号；根据所述第一置位信号和所述第一复位信号产生所述第一脉宽调制信号；以及根据所述第一脉宽调制信号产生所述第一驱动信号，其中，所述第一置位信号和所述第一复位信号分别用于表征所述辅助开关管在所述开关周期中的导通时刻和关断时刻，所述第一时间段为所述辅助开关管在相应的开关周期中位于连续的导通时刻和关断时刻之间的时间段。
优选地，根据所述电感电流峰值的检测信号产生第一复位信号的步骤包括：根据所述电感电流峰值产生计时信号；以及根据所述计时信号产生所述第一复位信号。
优选地，根据所述电感电流峰值产生计时信号包括：获得与所述电感电流峰值相对应的控制信号；在所述辅助开关管的导通阶段，对所述第一电容充电，在所述辅助开关管的关断阶段，使得所述第一电容放电；以及将所述第一电容两端的第一电压与所述控制信号进行比较，从而在所述第一电压升高至所述控制信号的数值时跳变，从而产生所述计时信号。
优选地，控制所述主开关管在每个开关周期中导通第二时间段的步骤包括：根据第一脉宽调制信号的反相信号产生第二置位信号；根据所述电感电流的检测信号和所述反激式变换器的直流输出电压的检测信号产生第二复位信号；根据所述第二置位信号和所述第二复位信号产生所述第二脉宽调制信号；以及根据所述第二脉宽调制信号产生所述第二驱动信号，其中，所述第二置位信号和所述第二复位信号分别用于表征所述主开关管在所述开关周期中的导通时刻和关断时刻，所述第二时间段为所述主开关管在相应的开关周期中位于连续的导通时刻和关断时刻之间的时间段，在所述电感电流升高至电流参考值时产生触发信号，从而控制所述第二时间段。
优选地，产生第二复位信号的步骤包括：根据所述电感电流的检测信号和所述反激式变换器的直流输出电压的检测信号产生所述触发信号；以及根据所述触发信号产生所述第二复位信号。
优选地，产生所述触发信号的步骤包括：根据所述反激式变换器的直流输出电压的检测信号产生电流参考信号，以设置电流参考值；对所述电感电流的检测信号延迟预定的消隐时间；以及将所述电感电流的检测信号与所述电流参考信号进行比较，从而在所述电感电流升高至所述电流参考值时跳变，从而产生所述触发信号。
优选地，产生第二置位信号的步骤包括：对所述第一脉宽调制信号的反相信号延迟预定时间，从而在所述辅助开关管的第一时间段结束和所述主开关管的第二时间段开始之前插入预定的死区时间。
优选地，调节所述辅助开关管的导通次数包括间隔多个开关周期将所述辅助开关管导通固定时间，在所述多个开关周期中维持所述辅助开关管的关断状态。
优选地，还包括：将所述电感电流峰值与第一阈值和第二阈值进行比较，所述第一阈值大于所述第二阈值，其中，在所述电感电流峰值大于等于所述第一阈值时，所述第一时间段与所述电感电流峰值成正比，在所述电感电流峰值大于等于所述第二阈值且小于所述第一阈值时，所述第一时间段为恒定时间，在所述电感电流峰值小于所述第二阈值时，间隔多个开关周期将所述辅助开关管导通固定时间，在所述多个开关周期中维持所述辅助开关管的关断状态。
优选地，还包括：在所述电感电流峰值小于所述第一阈值时，将用于表征所述电感电流峰值的控制信号箝位于参考电压。
根据本发明的第三方面，提供一种反激式变换器，包括：主电路，用于采用主开关管为变压器提供电能；箝位电路，用于采用辅助开关管提供所述变压器的漏感能量的释放路径；以及上述的有源箝位控制电路，其中，所述主电路在所述主开关管的导通阶段在所述变压器中储存电能，在所述主开关管的关断阶段将所述变压器中储存的电能输送至负载。
优选地，所述箝位电路与所述变压器的原边绕组并联连接，包括连接在所述变压器的原边绕组两端之间的辅助开关管和钳位电容。
优选地，所述箝位电路与所述变压器的原边绕组串联连接，包括连接在所述主开关管的第一端和第二端之间的辅助开关管和钳位电容。
根据本发明实施例的有源箝位控制电路，根据主开关管的电感电流峰值控制辅助开关管的导通时间和/或导通次数。该有源箝位控制电路可以利用箝位电路形成附加的吸收电路，从而抑制尖刺电压的产生。由于可以减少辅助开关管的导通时间和/或导通次数，因此，该有源箝位控制方法可以减小辅助开关管导通时的环流，从而减小辅助开关管的损耗，有利于辅助开关管集成在芯片中，以及系统高频化。
在优选的实施例中，有源箝位控制电路将电感电流峰值与第一阈值和第二阈值相比较。例如，在电感电流峰值大于等于第一阈值时，辅助开关管的导通时间与电感电流峰值成正比，在电感电流峰值大于等于第二阈值且小于第一阈值时，辅助开关管的导通时间为恒定时间，在电感电流峰值小于第二阈值时，辅助开关管间隔多个开关周期导通固定时间。该有源箝位控制方法可以根据电感电流峰值设置辅助开关管的导通时间和/或次数，从而进一步改善抑制尖刺电压的效果。
根据本发明实施例的反激式变换器采用上述的有源箝位控制电路，不仅可以减小超轻载效率及待机功耗，而且在高开关频率下保持高效率，从而提高功率密度。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示出根据本发明第一实施例的反激式变换器的示意性电路图。
图2示出根据本发明第二实施例的反激式变换器的示意性电路图。
图3示出根据本发明实施例的反激式变换器中有源箝位控制电路的第一模块的一种实施例的示意性电路图。
图4示出根据本发明实施例的反激式变换器中有源箝位控制电路的第一模块的另一种实施例的示意性电路图。
图5示出根据本发明实施例的反激式变换器中有源箝位控制电路的第二模块的示意性电路图。
图6a和6b示出根据本发明实施例的反激式变换器在电感电流峰值大于第一阈值时的工作波形图。
图7示出根据本发明实施例的反激式变换器在电感电流峰值小于第二阈值时的工作波形图。
图8根据本发明实施例的反激式变换器的辅助开关管在不同导通时间下的工作波形图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。
在本申请中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
图1示出根据本发明第一实施例的反激式变换器的示意性电路图。该反激式变换器包括主电路、箝位电路和有源箝位控制电路。
主电路包括变压器t、与变压器t的原边绕组串联连接的主开关管sw、以及与变压器t的副边绕组串联连接的二极管d1和输出电容co。如图1所示，变压器t的原边绕组的同名端连接至主开关管sw的第一端。变压器t的原边绕组的异名端和主开关管sw的第二端之间连接至外部电源，以获得直流输入电压vin。变压器t的副边绕组的同名端连接至二极管d1的阳极。输出电容co连接在二极管d1的阴极和变压器t的副边绕组的异名端之间。在输出电容co的两端提供直流输出电压vout。
箝位电路与变压器t的原边绕组并联连接，包括在变压器t的原边绕组两端串联连接的辅助开关管sa和钳位电容cc。在图1中，变压器t的原边绕组等效为串联的激磁电感lm和漏感lk，二者分别以虚线示出。
有源箝位控制电路100分别连接至主开关管sw和辅助开关管sa，用于控制二者的导通和关断状态。
在工作过程中，主开关管sw交替导通和关断。
在主开关管sw的导通期间，电感电流流经变压器t的原边绕组。该电感电流随主开关管sw的导通时间逐渐上升，使得变压器t储存能量。在变压器t的副边绕组上连接的二极管d1由于反向偏置而截止。在主开关管sw的关断期间，变压器t的原边绕组的电感电流减小为零，副边绕组上连接的二极管d1由于正向偏置而导通。因而，变压器t释放能量从而向输出电容co和负载供电。
在主开关管sw的关断期间，辅助开关管sa导通至少一段时间，使得箝位电路开始工作。存储在变压器的漏感lk中的能量通过辅助开关管sa的体二极管释放到钳位电容cc中，从而抑制漏感lk产生的寄生振荡，即抑制尖刺电压的产生，以改善emi特性。
与现有技术的反激式变换器的控制方式不同，根据本发明实施例的反激式变换器，辅助开关管sa的导通时间并非固定的。在本实施例中，有源箝位控制电路检测流经主开关管sw的电感电流，并且根据电感电流峰值调节辅助开关管sa的导通时间和/或导通次数。在一种实施例中，辅助开关管sa的导通时间与电感电流峰值成正比。在另一种实施例中，辅助开关管sa间隔多个开关周期导通固定时间。该有源箝位控制方法可以利用箝位电路形成附加的吸收电路，从而抑制尖刺电压的产生。由于可以减少辅助开关管的导通时间和/或次数，因此，该有源箝位控制方法可以减小辅助开关管导通时的环流，从而减小辅助开关管的损耗，有利于辅助开关管集成在芯片中，以及系统高频化。
在优选的实施例中，有源箝位控制电路将电感电流峰值与第一阈值和第二阈值相比较。例如，在电感电流峰值大于等于第一阈值时，辅助开关管sa的导通时间与电感电流峰值成正比，在电感电流峰值大于等于第二阈值且小于第一阈值时，辅助开关管sa的导通时间为恒定时间，在电感电流峰值小于第二阈值时，辅助开关管sa间隔多个开关周期导通固定时间。该有源箝位控制方法可以根据电感电流峰值设置辅助开关管的导通时间和/或次数，从而进一步改善抑制尖刺电压的效果。
图2示出根据本发明第二实施例的反激式变换器的示意性电路图。该反激式变换器包括主电路、箝位电路和有源箝位控制电路。箝位电路与变压器t的原边绕组串联连接，包括在主开关管sw的第一端和第二端之间串联连接的辅助开关管sa和钳位电容cc。在图2中，变压器t的原边绕组等效为串联的激磁电感lm和漏感lk，二者分别以虚线示出。
在工作过程中，主开关管sw交替导通和关断。
在主开关管sw的关断期间，辅助开关管sa导通至少一段时间，使得箝位电路开始工作。存储在变压器的漏感lk中的能量通过辅助开关管sa的体二极管释放到钳位电容cc中，从而抑制漏感lk产生的寄生振荡，即抑制尖刺电压的产生，以改善emi特性。
根据第二实施例的反激式变换器的主电路、有源箝位控制电路及有源箝位控制方法与根据第一实施例的反激式变换器的主电路、有源箝位控制电路和有源箝位控制方法相同，在此不再详述。
图3示出根据本发明实施例的反激式变换器中有源箝位控制电路的第一模块的一种实施例的示意性电路图。有源箝位控制电路100的第一模块100-1包括置位信号产生电路、复位信号产生电路、逻辑电路和驱动电路，用于向辅助开关管sa提供驱动信号gaux。在该实施例中，将描述第一模块100-1中的各个部分的实施例，然而本发明不限于此。
置位信号产生电路包括单脉冲发生电路113。该单脉冲发生电路113接收脉宽调制信号pwma，并且产生置位信号。在一个实施例中，单脉冲发生电路113在检测到脉宽调制信号pwma的上升沿或下降沿时，产生单脉冲信号作为置位信号。
复位信号产生电路包括计时电路111和单脉冲发生电路112。计时电路111用于根据电感电流峰值检测信号ux产生计时信号v1。该计时信号v1用于表征辅助开关管sa的驱动信号gaux在每个开关周期中保持有效状态的持续时间，也即，用于表征辅助开关管sa在每个开关周期中的导通时间。单脉冲发生电路112接收计时信号，并且产生复位信号。在一个实施例中，单脉冲发生电路112在检测到计时信号v1的上升沿或下降沿时，产生单脉冲信号作为复位信号。
具体地，计时电路111包括比较器1111、电流源is1、充电电容c1和开关k1。电流源is1、充电电容c1和开关k1并联连接在比较器1111的同相输入端和地之间。比较器1111的反相输入端。开关k1根据脉宽调制信号pwma的反相信号
逻辑电路114用于根据置位信号和复位信号产生脉宽调制信号pwma，用于控制辅助开关管sa的导通和关断。逻辑电路114根据置位信号将脉宽调制信号pwma设置为有效，根据复位信号将脉宽调制信号pwma设置为无效。在本实施例中，脉宽调制信号pwma的有效状态是指使得辅助开关管sa导通的电平，无效状态是指使得辅助开关管sa关断的电平。在本实施例中，逻辑电路114选用rs触发器实现。
优选地，第一模块100-1还包括驱动电路115，用于根据脉宽调制信号pwma产生驱动信号gaux。驱动信号gaux脉宽调制信号pwma的放大信号。
与现有技术的反激式变换器的控制方式不同，根据本发明实施例的反激式变换器，辅助开关管sa的导通时间并非固定的。在本实施例中，有源箝位控制电路检测流经主开关管sw的电感电流，并且根据与电感电流峰值相对应的控制信号ux，控制辅助开关管sa的导通时间。例如，控制信号ux与电感电流峰值成正比。相应地，辅助开关管sa的导通时间与电感电流峰值成正比。该有源箝位控制方法可以减小辅助开关管导通时的环流，从而减小辅助开关管的损耗，有利于辅助开关管集成在芯片中，以及系统高频化。
图4示出根据本发明实施例的反激式变换器中有源箝位控制电路的第一模块的另一种实施例的示意性电路图。有源箝位控制电路100的第一模块200-1包括置位信号产生电路、复位信号产生电路、逻辑电路和驱动电路，用于向辅助开关管sa提供驱动信号gaux。在该实施例中，将描述第一模块200-1中的各个部分的实施例，然而本发明不限于此。
置位信号产生电路包括单脉冲发生电路113。该单脉冲发生电路113接收脉宽调制信号pwma，并且产生置位信号。在一个实施例中，单脉冲发生电路113在检测到脉宽调制信号pwma的上升沿或下降沿时，产生单脉冲信号作为置位信号。
复位信号产生电路包括计时电路211和单脉冲发生电路112。计时电路211用于根据电感电流峰值检测信号ux产生计时信号v1。该计时信号v1用于表征辅助开关管sa的驱动信号gaux在每个开关周期中保持有效状态的持续时间，也即，用于表征辅助开关管sa在每个开关周期中的导通时间。单脉冲发生电路112接收计时信号，并且产生复位信号。在一个实施例中，单脉冲发生电路112在检测到计时信号v1的上升沿或下降沿时，产生单脉冲信号作为复位信号。
具体地，计时电路211包括比较器2111至2113、开关管m1、电流源is1、充电电容c1和开关k1。
比较器2112和2113以及开关管m1构成箝位电路，用于对接收与电感电流峰值成比例的控制信号ux与参考电压uref进行比较，以获得控制信号u1。比较器2112的同相输入端接收控制信号ux，反相输入端与自身的输出端连接，形成电压跟随器。在比较器2112的输出端提供控制信号u1。比较器2113的同相输入端接收参考电压uref，反相输入端连接至比较器2112的输出端。比较器2113的输出端连接至开关管m1的控制端。进一步地，开关管m1的第一端连接至比较器2112的输出端，第二端连接至比较器2113的同相输入端。
比较器2113的反相输入端接收控制信号u1，并且与同相输入端的参考电压uref进行比较。在控制信号ux表征的电感电流峰值大于等于参考电压uref表征的第一阈值时，比较器2113的输出端为低电平，开关管m1断开。此时，比较器2112的输出端的控制信号u1大致等于同相输入端的控制信号ux。在控制信号ux表征的电感电流峰值小于参考电压uref表征的第一阈值时，比较器2113的输出端为高电平，开关管m1导通。此时，比较器2112的输出端的控制信号u1大致等于比较器2113的同相输入端的参考电压uref，从而将控制信号u1箝位于参考电压uref。
电流源is1、充电电容c1和开关k1并联连接在比较器2111的同相输入端和地之间。比较器2111的反相输入端接收控制信号u1。
开关k1根据脉宽调制信号pwma的反相信号
逻辑电路114用于根据置位信号和复位信号产生脉宽调制信号pwma，用于控制辅助开关管sa的导通和关断。逻辑电路114根据置位信号将脉宽调制信号pwma设置为有效，根据复位信号将脉宽调制信号pwma设置为无效。在本实施例中，脉宽调制信号pwma的有效状态是指使得辅助开关管sa导通的电平，无效状态是指使得辅助开关管sa关断的电平。在本实施例中，逻辑电路114选用rs触发器实现。
优选地，第一模块200-1还包括驱动电路115，用于根据脉宽调制信号pwma产生驱动信号gaux。驱动信号gaux脉宽调制信号pwma的放大信号。
与现有技术的反激式变换器的控制方式不同，根据本发明实施例的反激式变换器，辅助开关管sa的导通时间并非固定的。在本实施例中，有源箝位控制电路检测流经主开关管sw的电感电流，并且根据与电感电流峰值相对应的控制信号ux，控制辅助开关管sa的导通时间。在电感电流峰值大于等于第一阈值时，辅助开关管sa的导通时间与电感电流峰值成正比，在电感电流峰值小于第一阈值时，辅助开关管sa的导通时间为恒定时间。该有源箝位控制方法可以减小辅助开关管导通时的环流，从而减小辅助开关管的损耗，有利于辅助开关管集成在芯片中，以及系统高频化。
在该实施例中仅仅描述了辅助开关管sa的导通时间与电感电流峰值成正比或大致恒定的控制方式。然而，本发明的实施例还包括多种控制方式的组合，有源箝位控制电路的第一模块还可以包括附加的比较电路，用于将控制信号ux与第二阈值进行比较。在电感电流峰值大于等于第一阈值时，辅助开关管sa的导通时间与电感电流峰值成正比，在电感电流峰值大于等于第二阈值且小于第一阈值时，辅助开关管sa的导通时间为恒定时间，在电感电流峰值小于第二阈值时，辅助开关管sa间隔多个开关周期导通固定时间。该有源箝位控制方法可以进一步减小辅助开关管导通时的环流及损耗，并且改善有源箝位控制电路的稳定性。
图5示出根据本发明实施例的反激式变换器中有源箝位控制电路的第二模块的示意性电路图。有源箝位控制电路100的第二模块100-2包括置位信号产生电路、复位信号产生电路、逻辑电路和驱动电路，用于向主开关管sw提供驱动信号gate。在该实施例中，将描述第二模块100-2中的各个部分的实施例，然而本发明不限于此。在本申请中，主开关管sw的工作方式可以与传统的反激式变换器中的主开关管相同。
置位信号产生电路包括单脉冲发生电路123。该单脉冲发生电路123接收脉宽调制信号pwma的反相信号
在该实施例中，有源箝位控制电路100的第一模块100-1和100-2采用相同的脉宽调制信号pwma作为控制信号，其中，第一模块100-1根据脉宽调制信号pwma启动辅助开关管sa的导通阶段，第二模块100-2根据脉宽调制信号pwma的反相信号
复位信号产生电路包括峰值检测电路121和单脉冲发生电路122。峰值检测电路121根据用电流参考信号iref和电流检测信号cs产生触发信号v2。该触发信号v2用于表征主开关管sw的驱动信号gate在每个开关周期中保持有效状态的持续时间，也即，用于表征主开关管sw在每个开关周期中的导通时间。单脉冲发生电路122接接收触发信号v2，并且产生复位信号。在一个实施例中，单脉冲发生电路122在检测到触发信号v2的上升沿或下降沿时，产生单脉冲信号作为复位信号。
具体地，峰值检测电路121包括峰值电流设置电路1211、上升沿消隐电路1212和比较器1213。峰值电流设置电路1211用于根据电压补偿信号comp产生电流参考信号iref。该电压补偿信号comp用于表征反激式变换器的输出电压vout与预定电压参考值之间的差值。上升沿消隐电路1212用于对电流检测信号cs延迟预定的消隐时间，使得在主开关管sw的导通阶段开始经历预定的消隐时间之后，才将电流检测信号cs用于导通时间的控制。比较器1213的反相输入端接收电流参考信号iref，同相输入端经由上升沿消隐电路1212接收电流检测信号cs。在主开关管sw的导通阶段开始之后，流经主开关管sw的电感电流以预定斜率上升，直至达到电流参考信号iref设定的预定值，使得比较器1213输出的触发信号v2跳变，从而触发信号v2的跳变可以表征主开关管sw的驱动信号gate保持有效状态的时间，达到与预定的输出电压vout相对应的导通时间。
逻辑电路124用于根据置位信号和复位信号产生脉宽调制信号pwm，用于控制主开关管sw的导通和关断。逻辑电路124根据置位信号将脉宽调制信号pwm设置为有效，根据复位信号将脉宽调制信号pwm设置为无效。在本实施例中，脉宽调制信号pwm的有效状态是指使得主开关管sw导通的电平，无效状态是指使得主开关管sw关断的电平。在本实施例中，逻辑电路124选用rs触发器实现。
优选地，第二模块100-2还包括驱动电路125，用于根据脉宽调制信号pwm产生驱动信号gate。驱动信号gate是脉宽调制信号pwm的放大信号。
图6a和6b示出根据本发明实施例的反激式变换器在电感电流峰值大于第一阈值时的工作波形图。在电感电流峰值大于第一阈值时，辅助开关管sa的导通时间与电感电流峰值成正比。该反激式变换器例如采用图3和4所示的有源箝位控制电路。
如图所示，在每个开关周期tsw中，主开关管sw和辅助开关管sa交替导通和断开。然而，主开关管sw和辅助开关管sa不以互补方式工作，辅助开关管sa仅仅在主开关管sw的关断阶段中的一部分时间导通。辅助开关管sa的导通时间与流经主开关管sw的电感电流峰值成正比。
在前一个开关周期中，主开关管sw导通，流经主开关管sw的电感电流isw持续上升，二极管d1反向偏置而截止。直至达到电流参考信号iref表征的数值，主开关管sw断开。在主开关管sw的导通阶段中，反激式变换器的变压器中储存能量。
在时刻t0，主开关管sw从导通状态转变为关断状态，辅助开关管sa维持关断状态，从而在结束前一个开关周期的同时开始新的开关周期。
在主开关管sw的关断阶段中，流经主开关管sw的电感电流isw持续减小，二极管d1正向偏置而导通。由于直流输出电压vout经由变压器t耦合至原边绕组，主开关管sw的漏源电压vds相对于直流输入电压vin逐渐升高。反激式变换器的变压器释放能量从而向输出电容和负载供电。
在时刻t1，流经主开关管sw的电感电流isw减小为零。主开关管sw的漏源电压vds减小至直流输入电压vin。
在时刻t2，辅助开关管sa从关断状态转变为导通状态，主开关管sw维持关断状态。箝位电路开始工作。
在辅助开关管sa的导通阶段中，存储在变压器的漏感lk中的能量通过辅助开关管sa的体二极管释放到钳位电容cc中。流经辅助开关管sa的吸收电流isa与电感电流isw的方向相反且电流值随时间逐渐升高。由于直流输出电压vout经由变压器t耦合至原边绕组，因此，主开关管sw的漏源电压vds相对于直流输入电压vin先升高然后逐渐减小。在时刻t3，辅助开关管sa关断，此时存储在变压器t的漏感lk中的能量对主开关管sw漏源之间的等效寄生电容cds放电。主开关管sw的漏源电压vds快速减小。
在时刻t4，主开关管sw的漏源电压vds减小至零。此时，主开关管sw导通，流经主开关管sw的电感电流isw持续上升，二极管d1反向偏置而截止。直至达到电流参考信号iref表征的数值，主开关管sw断开。在主开关管sw的导通阶段中，反激式变换器的变压器中重新储存能量。
在该实施例中，在时刻t3至t4之间的时间段是在辅助开关管sa的导通阶段结束和主开关管sw的导通阶段开始之前插入的“死区”时间，从而保证辅助开关管sa和主开关管sw不会同时导通。
在时刻t5，主开关管sw从导通状态转变为关断状态，辅助开关管sa维持关断状态，从而结束开关周期tsw。
在图6a和6b中分别示出电感电流峰值为第一数值和第二数值时辅助开关管sa的导通时间，其中，第一数值大于第二数值。辅助开关管sa和主开关管sw的导通时间分别是时刻t2至t3的第一时间段和时刻t4至t5的第二时间段。将图6a和6b相比较可知，随着电感电流峰值的减小，辅助开关管sa的导通时间相应减小。
尽管在图中将主开关管sw的导通时间示出为与电感电流峰值成比例变化，但基于图5的有源箝位控制电路的工作原理，主开关管sw的导通时间与电感电流isw和电流参考信号iref二者相关。根据本发明实施例的反激式变换器的箝位电路基于电感电流峰值来减小辅助开关管在导通期间的环流。相应地，本申请的有源箝位控制电路基于电感电流峰值控制辅助开关管sa的导通时间。
图7示出根据本发明实施例的反激式变换器在电感电流峰值小于第二阈值时的工作波形图。在电感电流峰值小于第二阈值时，辅助开关管sa间隔多个开关周期导通固定时间。
如图所示，在连续的n个开关周期tsw中，主开关管sw在每个开关周期中均经历导通阶段和关断阶段，而辅助开关管sa则始终维持关断状态。在随后的开关周期tsw中，主开关管sw和辅助开关管sa交替导通和断开，并且，辅助开关管sa的导通时间为固定时间。在该控制方式中，辅助开关管sa间隔n个开关周期导通一次。
在辅助开关管导通状态下，箝位电路形成附加的吸收电路，以吸收变压器的原边绕组的漏感中储存的能量，因而可以抑制尖刺电压的产生。该控制方式适合于反激变换器处于超轻载或待机时的控制，由于在超轻载或待机时漏感中储存的能量较小，因此，即使间隔多个开关周期启动箝位电路一次，也能够抑制尖刺电压的产生。进一步地，由于减少辅助开关管的导通时间和次数，该控制方式可以进一步减少辅助开关管的功耗。
图7根据本发明实施例的反激式变换器的辅助开关管在不同导通时间下的工作波形图。实线为辅助开关管导通时间较小时的工作波形，虚线为辅助开关管的导通时间较大时的工作波形。
辅助开关管的损耗包括在过程1中的损耗和在过程2中的损耗。在过程1中的损耗是在主开关管关断后，辅助开关管处于关断状态时其体二极管的损耗。在辅助开关管的关断状态下，其体二极管导通，使得变压器的漏感能量仍然传送至钳位电容，从而产生损耗。在过程2中的损耗是辅助二极管处于导通状态时产生的损耗。
由于钳位电容值可以选择较大值，因此，变压器的漏感与钳位电容在过程1和过程2中的谐振过程均可认为漏感电流线性下降或上升。因此，钳位电容的电压可以近似为：
其中，nps为变压器原副边匝比，vout为输出电压，lk为变压器漏感，ipk为流经主开关管sw的电感电流峰值，ta为辅助开关管的导通时间。
根据式(1)，辅助开关管的导通时间越小，钳位电容电压uc越大。通过减小辅助二极管的导通时间，可以缩短辅助开关管体二极管的电流下降时间，从而减小辅助开关管的损耗。进一步地，通过减小辅助二极管的导通时间，可以减小反向电流，从而减小辅助开关管的损耗。因此，辅助开关管导通时间短，辅助开关管损耗小。
然而，辅助开关管导通时间并非越短越好。由式(1)可知，如果减小辅助开关管的导通时间，则钳位电容的电压uc将增大，从而导致辅助开关管和主开关管的开关应力增大。因此，根据辅助开关管的损耗以及辅助开关管和主开关管的开关应力两个方面的因素，选择合适的辅助开关管导通时间。
在本发明的实施例中，根据流经主开关管的电感电流峰值控制辅助开关管的导通时间，可以将钳位电容的电压uc控制在一个合理的范围内，比如当辅助开关管导通时间与主开关管峰值电流成正比时，钳位电容的电压uc将保持一个定值。
依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。
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