一种输入欠压保护电路的制作方法

本发明涉及开关电源技术领域，特别涉及一种带前馈补偿的输入欠压保护电路。

背景技术：

随着电子技术的飞速发展，一个功能完整的开关电源控制除了必要的主功率控制电路之外，往往还需要包括其他的功能，如输入欠压保护和前馈补偿。图1所示，为外置前馈补偿电路的开关电源的应用电路简化图，主功率拓扑为公知技术，包括输入电压vin、输出电压vout、电容cvin、分压器电阻rs1和rs2、控制器、主功率变压器、主功率管m1、二极管dout、电容c2、电感l1和电容c3等器件组成。gt引脚是控制器的驱动输出，用于控制功率管m1的开启和关断；cs引脚通过检测电流采样电阻rcs的电压来决定流过功率管m1的峰值电流；uvp引脚是输入欠压保护的检测引脚，经分压器电阻rs1和rs2检测输入电压vin，当输入电压vin小于设定值时，控制器gt引脚停止输出，功率管m1关断，这是为了在输入电压过小，带满载输出时，避免变压器饱和而损坏开关电源；图1的前馈补偿电路原理是通过外接电阻rin引入前馈电流，再在电阻rlc上产生一补偿电压vrlc，降低输入电压变化对原边峰值电流控制的误差。图1所示的控制器的其它引脚连接关系和功能与本发明无关，图1并未示出。

可见，在图1所示的现有技术中，输入欠压保护与前馈补偿功能是相互分离的，这样会增加与输入电压直接连接的电阻个数，进而产生了不必要的损耗，而且随着输入电压范围的拓宽，这种损耗变得越来越难以忍受，同时为了保证可靠性，电阻的封装尺寸也必须增加，造成了pcb板面积的浪费。

技术实现要素：

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提供一种带前馈补偿的输入欠压保护电路，两种功能复用同一个引脚，减少与开关电源输入电压连接的电阻，简化外围电路。

本发明解决上述技术问题的技术方案是：

一种输入欠压保护电路100，包括引脚uvp、电流镜101、钳位模块102、比较器103和电压切换模块104。

电流镜101一端与钳位模块102连接，形成节点ilc，用于接收输入电压采样信号；电流镜101的另一端输出前馈补偿电流，进而在前馈补偿电阻上产生前馈补偿电压，实现前馈补偿功能。

设定前馈补偿电流大小为i1，前馈补偿电阻阻值为rlc,则产生的前馈补偿电压值为vlc＝i1·rlc

优选的，电流镜101的另一端通过控制器的电流采样引脚cs与外部前馈补偿电阻rlc连接。

钳位模块102与预设电压v1连接，预设电压v1为钳位模块102的钳位基准；钳位模块102还与比较器103的第一输入端、引脚uvp连接，在引脚uvp的外接分压器的分压大于或等于v1时，将引脚uvp的电压钳位为预设电压v1，因此有

其中，k为电流镜101的电流镜像比例，vin为输入电压，rs1、rs2为外部分压器的分压电阻。

优选地，钳位模块102包含pmos管pm1、pm2，nmos管nm1、nm2、nm3。pm1的源极与预设电压v1连接，pm1的栅极和pm1的漏极与pm2的栅极、nm1的漏极连接；pm2的源极与引脚uvp连接，pm2的漏极与nm1的栅极、nm2的栅极和漏极、nm3的栅极连接，nm3的漏极形成节点ilc；nm1、nm2、nm3的源极与参考地连接。所有的pmos和nmos管的衬底都与各自的源极连接，下文相同。钳位模块102能够以预设电压v1为基准，在引脚uvp的外接分压器的分压大于或等于v1时，对引脚uvp进行钳位，即此时vuvp＝v1，且电路结构简单。

优选地，钳位模块202还包含pmos管pm3和nmos管nm4，pm3的源极与引脚uvp连接，pm3的栅极与pm1的栅极连接，pm3的漏极与nm4的栅极和漏极连接；nm4的源极与参考地连接。与钳位模块102相比，钳位模块202能够承受更大的钳位电流，可以在更宽的输入电压范围内实现引脚uvp的电压钳位。

比较器103的第一输入端连接到引脚uvp，比较器103第二输入端与电压切换模块104一端连接，形成节点v2；比较器103输出端与电压切换模块104另一端连接，用于输出输入欠压保护信号uvp_l。当保护信号uvp_l为有效状态时，控制器停止输出，电压切换模块104将节点v2的电压切换为基准电压vrh；当保护信号uvp_l为无效状态时，控制器输出pwm调制信号，节点v2的电压被切换为基准电压vrl，进而确保输入欠压保护有足够的回差。

优选地，比较器的第一输入端为正相输入端，第二输入端为反相输入端，所述电压满足v1>vrh>vrl。

以上对本发明的电路原理、作用等进行了分析，现将本发明的有益效果总结如下：

1、输入欠压点vuvlo和前馈补偿电压vlc的精度高，温漂低。本发明的输入欠压点由分压器电阻rs1和rs2的比值，以及基准电压vrh、vrl共同决定；前馈补偿电压由分压器电阻和前馈补偿电阻的取值，以及预设电压v1决定；预设电压v1和基准电压vrh、vrl可以由同一个带隙基准电压分压产生，能高度匹配，本身就具有高精度和低温漂的特点，而且上述所有电阻可以为外部器件，应用工程师能根据实际要求，选择合适的电阻完成设计。

2、输入欠压保护和前馈补偿的调试点不同，互不干扰，减少了不必要的设计折衷，降低应用工程师的设计难度。输入欠压点主要由电阻的比值决定，前馈补偿电压主要由电阻的取值决定，两者的调试点没有交集，不需要折衷。

3、引脚分时复用，既不增加控制器引脚，又减少了与开关电源输入电压连接的电阻，既能降低成本，又能减少功率损耗。

4、可以控制加入前馈补偿的输入电压范围，既可以与开关电源的输入电压范围相同，也可以不同。按照实际应用要求，合理设计输入欠压点，就可以实现在开关电源输入电压低限时，钳位模块不工作，进而不加入前馈补偿功能。

附图说明

图1为现有技术外置前馈补偿电路的开关电源的应用电路简化图；

图2为本发明实施例的控制器10的应用电路简化图；

图3为本发明输入欠压保护电路100的电路框图；

图4为本发明钳位模块102的电路原理图；

图5为本发明钳位模块202的电路原理图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。

实施例1

图2为本发明的应用电路简化图，本发明所述的输入欠压保护电路为控制器10中的电路，控制器10中其他电路与本发明无关，在此不展开描述。图2中主功率拓扑为公知技术，包括输入电压vin、输出电压vout、电容cvin、分压器电阻rs1和rs2，控制器10、主功率变压器、主功率管m1、二极管dout、电容c2、电感l1和电容c3等器件组成。gt引脚是控制器10的驱动输出，用于控制功率管m1的开启和关断；cs引脚通过检测电流采样电阻rcs的电压来决定流过功率管m1的峰值电流；uvp引脚是输入欠压保护的检测引脚，经分压器电阻rs1和rs2检测输入电压vin，分电压段实现输入欠压保护和前馈补偿功能，前馈补偿电流由cs引脚流出，在电阻rlc上产生补偿电压vrlc。图2所示的控制器的其它引脚连接关系和功能与本发明无关，图2并未示出。

图3为本发明输入欠压保护电路100的电路框图，包括引脚uvp、电流镜101、钳位模块102、比较器103和电压切换模块104。

电流镜101一端与钳位模块102连接，形成节点ilc，用于接收输入电压采样信号；另一端与引脚cs连接，用于输出前馈补偿电流i1。

钳位模块102与预设电压v1连接，预设电压v1为钳位模块102的钳位基准；钳位模块102还与比较器103的正相输入端、引脚uvp连接。

比较器103反相输入端与电压切换模块104一端连接，形成节点v2；比较器103输出端与电压切换模块104另一端连接，用于输出输入欠压保护信号uvp_l。

下面结合附图介绍一下，两种功能实现分电压段实现引脚复用的原理和工作过程。

控制器10启动后，将输入欠压保护信号uvp_l初始化为有效状态，即控制器初始化为输入欠压保护状态，不输出pwm调制信号，功率管m1不导通，电压切换模块104将节点v2的电压切换为基准电压vrh，在实施例1中，v1>vrh。若输入电压vin满足vin<vrh(1+rs1/rs2)，则控制器10保持原工作状态，仍处于输入欠压保护状态，功率管m1不导通，电流镜101和钳位模块102不工作，系统不加入前馈补偿。

若满足vrh(1+rs1/rs2)≤vin＜v1(1+rs1/rs2)，则输入欠压保护信号uvp_l变为无效状态，控制器10退出输入欠压保护状态，输出pwm调制信号，节点v2的电压被切换为基准电压vrl，在实施例1中，vrh>vrl，因此只有当输入电压vin<vrl(1+rs1/rs2)时，控制器10才会再次进入输入欠压保护状态，即其输入欠压点vuvlo＝vrl(1+rs1/rs2)，恢复点为vrh(1+rs1/rs2)。在此阶段中，电流镜101和钳位模块102仍不工作，系统不加入前馈补偿。

若满足vin≥v1(1+rs1/rs2)，则控制器10输出pwm调制信号，节点v2的电压为vrl，钳位模块102将引脚uvp的电压钳位为v1，泄放分压器上多余的电流iuvp，并将泄放的电流按一定比例生成ilc，为了方便描述原理，在实施例1中，ilc＝iuvp，故有下列关系式

电流镜101将电流ilc按镜像比例k生成i1，即

i1经引脚cs流过电阻rlc以产生补偿电压vrlc＝i1·rlc，实现前馈补偿功能。可见只要合理设计预设电压v1和基准电压vrh、vrl的取值，就能实现具有合理回差的输入欠压保护功能，还能控制加入前馈补偿的输入电压范围，复用引脚uvp。

图4为钳位模块102的电路原理图，包含pmos管pm1、pm2，nmos管nm1、nm2、nm3。pm1的源极与预设电压v1连接，栅极和漏极与pm2的栅极，nm1的漏极连接；pm2的源极与引脚uvp连接，漏极与nm1的栅极，nm2的栅极和漏极，nm3的栅极连接，形成节点ilc；nm1、nm2、nm3的源极与参考地连接。所有的pmos和nmos管的衬底都与各自的源极连接。

下面结合附图，描述一下钳位模块102的电压钳位和生成ilc的原理。为了方便描述电路原理，nm1、nm2和nm3的宽长比相同，pm1和pm2的宽长比相同，nm1、nm2和nm3构成了公知的电流镜结构，因此由公知的电流镜工作原理可得，当上述3个nmos管工作在饱和区时，如果忽略沟道长度调制效应，漏极电流是相等的，即idn1＝idn2＝idn3。又因为pm1与nm1，pm2与nm2的沟道分别串联，所以pm1与nm1，pm2与nm2的漏极电流分别相等。综上所述，在所有mos管都工作在饱和区时，有idp1＝idn1＝idn2＝idp2＝idn3，idp1和idp2分别是pm1和pm2的漏极电流。

由公知的pmos管饱和区漏极电流公式

其中kp是与半导体工艺有关的常数，wp/lp是pmos管的宽长比，vgsp是pmos管的栅源电压，vthp是pmos管的阈值电压。

综上所述，pm1和pm2的宽长比相同，器件类型相同，即kp1＝kp2＝kp，wp1/lp1＝wp2/lp2，vthp1＝vthp2＝vthp。再综合idp1＝idp2和式(4)，有下列关系式

vgsp1＝vgsp2

vgp1-vsp1＝vgp2-vsp2

又因为pm1和pm2的栅极相连接，即vgp1＝vgp2，故有vsp1＝vsp2，即v1＝vuvp，所以只要iuvp取值合适，使得所有mos管都工作在饱和区，那么钳位模块102就能把引脚uvp的电压vuvp钳位为预设电压v1。

图3所示的电流镜101、比较器103和电压切换模块104的具体电路结构在现有公知技术中有多种实现方式，而且工作原理较简单，本发明就不一一展开进行说明了。

实施例2

与实施例1的不同点在于，实施例2的钳位模块202，还包括pmos管pm3和nmos管nm4。pm3的源极与引脚uvp连接，栅极与pm1的栅极连接，漏极与nm4的栅极和漏极连接；nm4的源极与参考地连接。

因为多了pm3所在的这条电流支路，所以钳位模块202的能够泄放的电流iuvp较大，与实施例1的钳位模块102相比，在分压器电阻rs1相同的条件下，钳位模块202适用于更宽的输入电压范围。为了方便描述电路原理，钳位模块202的nmos管nm2和nm3的宽长比相同，pmos管pm2和pm3的宽长比之比

所以实施例2的电流ilc＝iuvp/5。

以上所述是本发明的优选实施例，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，做出的若干改进和润饰也应视为本发明的保护范围。