本发明属于开关电源控制技术领域，具体涉及一种基于反激变换器的软开关变换装置，该装置可应用于手机、笔记本电脑、平板电脑和超薄家用电视机等ac-dc电源适配器中。
背景技术：
随着消费类电子ac-dc电源适配器尤其是笔记本电脑适配器小型化的要求日益增长，加之快速充电标准对适配器输出能量标准的提高，因此提高ac-dc电源适配器的功率密度是开关电源技术所必须解决的议题。在现有技术条件下，由于几乎所有的ac-dc电源适配器都为开关电源，而提升开关工作频率可以减小开关电源中无源功率器件及滤波器的体积。另外，适配器中的开关电源辅助散热装置(功率管散热片等)的大小也直接制约了适配器的总体积。因此，保证适配器的高效率，从而减小辅助散热装置也是适配器小型化的必然条件。综上所述，提升适配器中开关电源工作频率的同时保证高效率是提高适配器功率密度的最直接有效的策略。
反激(flyback)变换器具有结构简单和mos管数量少等优点，其被广泛应用于手机、笔记本电脑和平板电脑等ac-dc电源适配器中。其中准谐振谷底导通模式的flyback变换器为当今中小功率ac-dc电源适配器中的主流变换装置。图1为准谐振谷底导通控制的flyback原理图，图2给出了控制信号与漏端电压波形。如图1与图2所示，由于该控制模式尽量使得flyback原边mos管在漏端谷底电压vvalley导通，因此该模式相比传统flyback变换器控制具有更低的开关损耗。
然而这一现有技术在提高开关频率存在一系列难以克服的缺点：①该技术采用了无源的rcd网络(如图1所示)来消耗flyback电路漏感中的能量以抑制原边功率管漏端电压尖峰，该rcd吸收电路每个周期都要消耗漏感中的能量来对漏端电压进行最高钳位。当变换器工作在较低频率(80khz～180khz)时，该能量损耗还不是很大，但是当变换器为了减小体积工作在高频时(>1mhz)，该rcd钳位电路损耗会极大地降低整体变换器的效率。②不仅如此，由于rcd电路仅仅是钳位mos管漏端电压最高点vclamp，整个电路还是会在mos管关断时高频振荡；倘若变换器工作在高频，这一高频振荡会伴随开关次数在同一时间的提高演化成电磁干扰(emi)问题。③虽然准谐振谷底导通flyback实现了相比传统更小的原边开关损耗，然而这一导通损耗依然会在高频时成为系统不可接受的损耗占比。由上所述，目前主流的准谐振谷底导通flyback方案不能保证高效率并使变换器工作在高频，其难以有效提高整个适配器系统的功率密度。
技术实现要素：
鉴于上述，本发明提供了一种基于反激变换器的软开关变换装置，其在传统flyback变换器功率拓扑的基础上，在主功率管漏端串入一由可控功率钳位管与钳位电容构成的钳位支路；该变换装置原边芯片接收变换器功率回路的峰值励磁电流、谷底励磁电流及开关节点最大电压等信息并产生随输入电压和负载条件变化的理想驱动死区时间来控制主功率管与钳位管，从而能够完全消除因漏感引起的功率管漏端电压振荡。
一种基于反激变换器的软开关变换装置，包括基于有源钳位支路的反激变换器及其原边控制芯片；
所述反激变换器包括变压器t1、主功率管qmain、峰值电流采样电阻rpcs以及有源钳位支路；其中，变压器t1原边绕组的异名端与有源钳位支路以及主功率管qmain的漏端相连，主功率管qmain的源端与峰值电流采样电阻rpcs的一端相连，峰值电流采样电阻rpcs的另一端接地，主功率管qmain的栅端接原边控制芯片提供的驱动信号smain；
所述有源钳位支路包括钳位管qclamp、钳位电容cclamp、谷电流采样电阻rvcs、两个分压电阻rsw1和rsw2以及驱动变压器t2；其中，驱动变压器t2原边绕组的同名端接原边控制芯片提供的驱动信号sclamp，驱动变压器t2原边绕组的异名端接地，谷电流采样电阻rvcs的一端与分压电阻rsw1的一端相连并接地，谷电流采样电阻rvcs的另一端与钳位电容cclamp的一端相连，钳位电容cclamp的另一端与分压电阻rsw2的一端以及钳位管qclamp的漏端相连，分压电阻rsw1的另一端与分压电阻rsw2的另一端相连，钳位管qclamp的栅端与驱动变压器t2副边绕组的同名端相连，驱动变压器t2副边绕组的异名端与钳位管qclamp的源端、变压器t1原边绕组的异名端以及主功率管qmain的漏端相连；
所述原边控制芯片根据谷电流采样电阻rvcs与钳位电容cclamp连接点上的谷电流采样电压vvcs、两个分压电阻rsw1与rsw2连接点上的开关节点最大值采样电压vsw_maxs、主功率管qmain与峰值电流采样电阻rpcs连接点上的峰值电流采样电压vpcs以及反激变换器副边误差放大器的输出电压vcomp，通过信号处理产生输出两路互补的驱动信号smain和sclamp。
进一步地，所述原边控制芯片包括采样转换器、自适应死区时间产生器、比较器以及两个缓冲器；其中：
所述采样转换器用于对峰值电流采样电压vpcs以及谷电流采样电压vvcs进行采样并将其对应转换成两路电流信号αimps和αimvs，其由峰值电流采样转换电路和谷电流采样转换电路组成；
所述比较器的同相输入端接峰值电流采样电压vpcs，反相输入端接输出电压vcomp，输出端产生比较电压信号vcmp；
所述自适应死区时间产生器根据开关节点最大值采样电压vsw_maxs、电流信号αimps和αimvs进行处理得到两组死区时间tdr和tdf，进而综合由比较电压信号vcmp确定的时序，分别经两个缓冲器产生上升沿死区时间为tdr下降沿死区时间为tdf的驱动信号smain和sclamp。
进一步地，所述峰值电流采样转换电路包括两个开关s1和s2、两个跨导放大器ota1和ota2、两个电容c1和c2、电阻r1以及三个mos管m1～m3；其中，开关s1的一端接峰值电流采样电压vpcs，开关s1的另一端与跨导放大器ota1的同相输入端以及电容c1的一端相连，电容c1的另一端接地，跨导放大器ota1的反相输入端和输出端与开关s2的一端共连，开关s2的另一端与电容c2的一端以及跨导放大器ota2的同相输入端相连，电容c2的另一端接地，跨导放大器ota2的输出端与mos管m1的栅端相连，跨导放大器ota2的反相输入端与mos管m1的源端以及电阻r1的一端相连，电阻r1的另一端接地，mos管m1的漏端与mos管m2的漏端、mos管m2的栅端以及mos管m3的栅端相连，mos管m2的源端与mos管m3的源端共连并接电源电压vdd，mos管m3的漏端输出电流信号αimps。
进一步地，所述谷电流采样转换电路包括两个开关s3和s4、跨导放大器ota3、运算放大器opa、电容c3、三个电阻r2～r4以及三个mos管m4～m6；其中，开关s3的一端接谷电流采样电压vvcs，开关s3的另一端与电阻r2的一端相连，电阻r2的另一端与电阻r3的一端以及运算放大器opa的反相输入端相连，运算放大器opa的同相输入端接地，运算放大器opa的输出端与电阻r3的另一端以及开关s4的一端相连，开关s4的另一端与电容c3的一端以及跨导放大器ota3的同相输入端相连，电容c3的另一端接地，跨导放大器ota3的输出端与mos管m4的栅端相连，跨导放大器ota3的反相输入端与mos管m4的源端以及电阻r4的一端相连，电阻r4的另一端接地，mos管m4的漏端与mos管m5的漏端、mos管m5的栅端以及mos管m6的栅端相连，mos管m5的源端与mos管m6的源端共连并接电源电压vdd，mos管m6的漏端输出电流信号αimvs。
进一步地，所述自适应死区时间产生器包括三个d触发器dff1～dff3、上升沿死区时间产生模块以及下降沿死区时间产生模块；其中，d触发器dff1的输入端接电源电压vdd，d触发器dff1的时钟端接芯片内部时钟信号osc，d触发器dff1的复位端接比较电压信号vcmp，d触发器dff1的输出端信号经电平边沿转换后与下降沿死区时间产生模块的输入端相连，下降沿死区时间产生模块的输出端信号经电平边沿转换后与d触发器dff3的时钟端相连，d触发器dff3的输入端接电源电压vdd，d触发器dff3的复位端接比较电压信号vcmp，d触发器dff3的输出端信号经延时匹配后再通过一缓冲器增强驱动能力后生成驱动信号smain，该驱动信号smain经电平边沿转换后与上升沿死区时间产生模块的输入端相连，上升沿死区时间产生模块的输出端信号经电平边沿转换后与d触发器dff2的时钟端相连，d触发器dff2的输入端接电源电压vdd，d触发器dff2的复位端接芯片内部时钟信号osc，d触发器dff3的输出端信号经延时匹配后再通过另一缓冲器增强驱动能力后生成驱动信号sclamp。
进一步地，所述上升沿死区时间产生模块与下降沿死区时间产生模块结构一致，均包括rs触发器、电流源、mos管mp和mn、电容ctd以及比较器cmp；其中，rs触发器的r端为模块的输入端，rs触发器的s端与比较器cmp的输出端相连并作为模块的输出端，rs触发器的输出端与mos管mp的栅端以及mos管mn的栅端相连，电流源的输入端接电源电压vdd，电流源的输出端与mos管mp的源端相连，mos管mp的漏端与mos管mn的漏端、电容ctd的一端以及比较器cmp的反相输入端相连，mos管mn的源端以及电容ctd的另一端均接地，比较器cmp的同相输入端接开关节点最大值采样电压vsw_maxs；上升沿死区时间产生模块中电流源的电流大小为αimvs，下降沿死区时间产生模块中电流源的电流大小为αimps。
得益于几乎无损耗的mos管有源钳位、稳定的钳位电压值及原副边全工况的软开关技术，本发明装置可以工作在很高的频率(>1mhz)，应用在电源适配器中可大幅提高适配器的功率密度，该装置的控制部分由原边芯片与副边芯片构成，原边控制芯片为发明内容之一，其主要由峰值电流环比较器cmp、采样转换器与自适应死区时间产生器组成；副边为已有商业同步整流芯片，该装置可提供任何工况时零电流关断(zcsoff)的条件，现有芯片即可实现相关功能。此外，本发明变换器装置为了满足适配器相关的隔离要求，还含有误差放大器功能的隔离网络，以实现副边输出信息到原边隔离传递的功能。因此，本发明具有以下有益技术效果：
(1)本发明能够完全消除因漏感引起的功率管漏端电压振荡。
(2)本发明能够将漏端电压钳制在一预设的稳定值。
(3)本发明能够在不同输入线电压(vac90-vac260)和负载情况下能提供副整流管零电流关断的条件。
(4)本发明能够在不同输入线电压(vac90-vac260)和负载情况下均能实现主功率管和钳位管的零电压开通(zvson)。
附图说明
图1为准谐振谷底导通控制的反激式变换器电路结构示意图。
图2为准谐振谷底导通控制的反激式变换器各关键信号的波形示意图。
图3为本发明软开关变换装置的结构示意图。
图4为本发明原边控制芯片中自适应死区时间产生器的电路示意图。
图5(a)为本发明原边控制芯片中峰值电流采样转换电路的结构示意图。
图5(b)为本发明原边控制芯片中谷电流采样转换电路的结构示意图。
图6为本发明功率拓扑简化电路示意图。
图7为本发明功率拓扑简化电路中各关键信号的波形示意图。
图8为本发明反激变换器死区工作时间控制的等效简化电路原理图。
图9为本发明死区工作时间产生电路中各关键信号的波形示意图。
图10为本发明自适应死区时间产生器中各关键信号的波形示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
如图6所示，本发明基于反激变换器的软开关装置的功率拓扑，与传统flyabck功率拓扑相比：本发明在主功率管qmain与变压器t之间接出一条到固定电位的钳位支路，在图6中，该固定电位为vin。该钳位支路由钳位管qclamp与钳位电容cclamp组成，其中钳位管的开关信号sclamp与主功率管开关信号smain互补，并相互留有一定的可控死区时间。
该软开关功率拓扑的各关键部位波形如图7所示，即主功率管qmain关断时，开关节点电压vsw上升，至该点电压达到vin+nvout时给钳位管施加开通信号，从而实现了钳位管qclamp的零电压开通(zvson)。由于钳位电容cclamp较大，因此vsw在qmain关断时几乎维持不变；在开通qclamp的同时，副边会进行同步整流，原边也开始谐振。由于副边输出电容cout很大，原边励磁电感两端电压被钳位至nvout。参与原边谐振的电感实际上只有漏感lk，该漏感谐振电流ilk与原边励磁电流ilm之差，即为传递到副边的有效电流。当谐振电流ilk经过大约1/4个周期，该电流便会与ilm相等创造出副边零电流关断的条件，在此刻关断副边整流管qsr，整个变换器相当于副边开路，原边漏感电流ilk与励磁电流ilm相等并一起变化,当钳位管qclamp关断时，励磁电感电流ilk(此时大小与励磁电感电流ilm相等)反向抽取开关节点所有电容的电荷，开关节点电压vsw下降，至该点电压触零时本发明施加主功率mos管qmain的开通信号，便实现了主功率mos管qmain的零电压导通。对于原边两个功率mos管的zvson，以下内容会详细给出原理与实施方案；对于副边zcsoff的条件，只要合理设计lk、lm及钳位电容cclamp，使得电感电流ilk的谐振半周期永远落在该软开关flyback变换器的主功率管关断时间内，就可以使ilk与ilm在主功率mos管qmain开通时自然相等，即zcsoff点。
关于本发明软开关flyabck变换器自适应死区时间控制基本原理可由图8与图9给出。如图8所示，该软开关flyback变换器死区时间的等效电路图包括由变压器阻抗变换从副边折算过来的副边折算输出电容coss_sr/n2、副边大电容的等效电压源nvout还有变压器原边电容cpri，这些电容是开关节点总电容的重要部分；而该变换器处在死区时间时，qmain与qclamp两个mos管均关断，因此接入电路的部分为相应的输出电容coss_clamp与coss_main。上述4个电容之构成了开关节点总的寄生电容，而相应的死区时间，则由该总寄生电容cpri+coss/n2+coss_main+coss_clamp与给该电容充放电的电流相关。如图9所示，对于主功率管qmain关断到钳位管qclamp开通的这段时间，由于此时vsw电压上升，本发明定义为上升沿死区时间tdr；对于钳位管qclamp关断到主功关管qmain开通的这段时间，由于此时vsw电压下降，本发明定义为下降沿死区时间tdf。由于励磁电感比漏感值大很多，在死区时间阶段，相应的电流变化值很小；显然，上升沿死区时间tdr由vsw最大值vin+nvout、开关节点总电容以及给它充电的峰值励磁电流impeak决定；下降沿死区时间tdf由vsw最大值vin+nvout、开关节点总电容以及给它放电的谷底励磁电流imvalley决定。因此，只要能够即时了解vsw最大值、峰值励磁电流impeak以及谷底励磁电流imvalley，当然还有开关节点的总电容(这个是固定的)就能确定不同变换器状态下的上升沿死区时间tdr与下降沿死区时间tdf，从而使得该软开关flyback变换器可以自适应的实现主功率管与钳位管的软开关。
图3为本发明装置结构框图(包括系统部分与芯片部分)，除了与传统flyback装置相仿的emi滤波器、整流桥、输入母线电容cbus、变压器t输出电容cout及负载(采用笔记本电脑示意)等外，还包括本发明所特有的电阻rpcs、rvcs、rsw1和rsw2、钳位电容cclamp、钳位管qclamp和原边控制芯片。
其中主功率管qmain通过电阻rpcs接到地，主功率管qmain的漏端与变压器非母线端相接，钳位管qclamp的源极与主功率管qmain漏端相接，其源极与钳位电容cclamp相连，钳位电容cclamp的另一端通过电阻rvcs接地，钳位管qclamp与电容cclamp的相接处通过一大阻值电阻分压器rsw2与rsw1接地。
如图3所示，该变换器利用电阻rpcs采样峰值励磁电流，得到相关电压vpcs并送入原边控制芯片；利用rvcs在钳位支路采样谷底励磁电流，得到相关电压vvcs并送入原边芯片；还利用电阻分压器rsw1与rsw2采样vsw最大值得到相关电压vsw_maxs并送入原边芯片。这样，该变换器死区时间相关的所有信息都已经获得并传输到原边芯片中等待处理。
图3中左下角为原边控制芯片的主要功能框图，该芯片主要由峰值电流环比较器cmp、采样转换器与自适应死区时间产生器组成；峰值电流环比较器实现变换器主环路的峰值电流控制，采样转换器实现对峰值和谷底励磁电流信息(vvcs、vpcs)的采样并转化成内部合适工作的电流αimps和αimvs；自适应时间产生器则接收开关节点电压vsw最大值采样信息vsw_maxs、αimps和αimvs进行处理得到相关的上升沿死区时间tdr与下降沿死区时间tdf，并综合由峰值电流控制信号vcmp确定的时序最后经过缓冲器产生死区时间为tdr与tdf的驱动信号smain与sclamp。smain直接驱动主功率管qmain，sclamp经过一驱动变压器t2的自举后再驱动钳位管qclamp。
图4为本发明原边控制芯片中自适应死区时间产生器的电路示意图，其中还包括主功率回路的一部分以及峰值电流比较器以增强说明性。在自适应死区时间产生器中，主要由d触发器dff1，dff2、dff3、下降沿死区时间tdf产生模块以及上升沿死区时间tdr产生模块组成。其中两个死区时间产生模块的结构是完全一样的，只是相关的定时电流不同；以下降沿死区时间tdf产生模块为例，信号从最左边的rs触发器rsff输入，触发由pmos管mp与nmos管mn组成的开关，其使得mp开通，mn关断，此时反应功率电路峰值励磁电流的采样转换电流αimps给电容ctd(该电容反应了功率电路开关节点的总电容值)充电，当ctd上的电压由0冲到反应功率电路开关节点电压vsw最大值的vsw_maxs时，比较器cmp翻转，从而输出触发信号。这个触发信号会重置rs触发器使得mp关断和mn开通，因此电容ctd上的电压回到零，模块等待下一个开关周期相应的触发。显然，该模块触发信号与输入触发信号的时间之差便包含了下降沿死区时间tdf成分，经过相应的延时匹配，便能在信号链路中得到精确的下降沿死区时间tdf。可以看到在自适应死区时间产生器中，下降沿死区时间tdf被插在主功率管开关信号smain之前，而上升沿死区时间tdr被插在smain和钳位管开关信号sclamp之间。如图10所示，当芯片内部时钟osc上升沿到来时，dff2被清零，qclamp被关断，同时dff1被置1，经过tdf延时qmain被开通；此时该变换器原边电流上升，到该电流到达误差放大器所预设的值vcomp后，峰值电流比较器cmp翻转输出上升沿信号，该信号会将dff3置零并及时关断qmain；qmain关断tdr后，信号到达qclamp使得qclamp开通。
图10中，td1与td2是为了消除死区时间产生模块中非理想延时而引入的延时匹配，只要让td1＝td2，最后在缓冲器输出端的信号smain与sclamp就能得到tdr与tdf的延时。
图5(a)和图5(b)分别给出了峰值电流采样转换电路与谷电流采样转换电路，该采样与转换各由一级运放电路实现，相应采样开关s1、s2、s3和s4的时序如图10所示。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。