本发明涉及一种变换器及其控制方法，特别涉及反激变换器及其控制方法。
背景技术：
：随着技术的进步，功率变换器向着高频、高效率、高功率密度方向发展。在功率变换器中，尤其是反激变换器，在硬开关状态下工作时，开关损耗会随着频率上升而增加。为了提高变换器的效率，需降低变换器的开关损耗。对于反激变换器中的输出整流二极管，当原边开关管导通时，理论上承受的电压应力为vin/n+vo(n为变压器原副边匝比n＝np/ns)。但是，由于变压器副边也存在漏感，实际上副边漏感和输出整流二极管的寄生电容发生谐振，从而使得输出整流二极管所承受的电压应力要大于vin/n+vo。对于工作在连续导通模式(ccm)的反激变换器，关断阶段因输出整流二极管的电流和电压存在交叠，并且输出整流二极管所承受的反向电压越高其关断损耗就越大，从而会降低反激变换器的转换效率。因此，通过减少副边整流二极管关断阶段的谐振电压峰值，这样就可以减少输出整流二极管的关断损耗，提高反激变换器的转换效率。所以根据传统的依据，反激电路，包含有源钳位反激电路，也存在如下问题：主开关管开通阶段时，副边整流二极管因存在漏感而导致其所承受的反向电压值较高(相对于稳态电压值)，造成输出整流二极管关断损耗大，减低了变换器的转换效率。技术实现要素：有鉴于此，本发明提供了一种变换器及其控制方法，在常规反激变换器的基础上增加一个吸收网络，使主开关管开通时，副边整流二极管两端电压被钳位在约等于vin/n+vo(n为变压器原副边匝比，vin为输入电压，vo为输出电压)处，使得副边整流二极管的关断损耗有所下降，并且吸收网络中的能量会得到再次利用，从而提高反激变换器的转换效率。本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种变换器的控制方法，当反激拓扑中的主开关管关断前，通过开通吸收网络中的开关管，使得吸收网络中的电容释放一部分能量到变压器，使得电容两端的电压有所下降，为下一周期吸收反激拓扑中的整流二极管两端的尖峰电压作准备，此尖峰电压是由变压器的漏感能量施加在整流二极管两端而产生的；当下一周期反激拓扑中的主开关管开通时，原边电压感应到副边，使得变压器副边的电压快速变化。由于副边存在漏感，从而会使得变压器副边输出端的电压快速变化。当变压器副边输出端电压上升到大于钳位电容电压，此时吸收网络中的开关管上的体二极管导通，在这一阶段吸收网络中的电容相当于并联在副边输出侧，从而吸收了由副边漏感引起的谐振电压，使得副边整流二极管所承受的反向电压被钳位为吸收电容电压加上输出电压。又因为吸收电容电压在vin/n的小范围内波动，波动幅值非常小可忽略，故可知输出整流二极管在主开关管关断阶段所承受的反向电压为vin/n+vo，从而减少了整流二极管的关断损耗，提高了变换器的转换效率。为了达到上述的目的，本发明通过以下技术措施实现的：一种变换器，包含反激拓扑、吸收网络和控制及驱动电路，反激拓扑的输入端连接输入电压，反激拓扑的输出端连接负载；控制及驱动电路的输入端连接反激拓扑的输出端，采样并反馈反激拓扑的输出电压；控制及驱动电路的第一路输出端输出驱动信号g1驱动反激拓扑中的主开关管的开通和关断，控制及驱动电路的第二路输出端输出驱动信号g2驱动吸收网络中的开关管的开通和关断；吸收网络并联在反激拓扑中的变压器的副边绕组的两端。优选的，所述的反激拓扑包括变压器t1、输入电容c1、输出滤波电容c3、电容c4、电阻r1、电阻r2、二极管d1、二极管d2和主开关管q1；输入电容c1的正极连接于变压器t1原边的同名端，并与电阻r2的一端和电容c4的一端相连，作为输入电压的正极；输入电容c1的负极连接于输入电压的负极，并与主开关管q1的源极相连；变压器t1的异名端分别连接主开关管q1的漏极和二极管d2的阳极，二极管d2的阴极与电阻r2的另一端和电容r4的另一端相连；主开关管q1的栅极与控制及驱动电路的第一路输出端相连；二极管d1的阳极分别连接输出滤波电容c3的阴极和电阻r1的一端，并作为反激拓扑的输出负极；二极管d1的阴极连接于变压器t1副边的同名端；变压器t1副边的异名端与输出滤波电容c3的正极和电阻r1的另一端相连，形成反激拓扑的输出正极；所述的吸收网络包括电容c2和开关管q2，电容c2的一端连接变压器t1副边的异名端，电容c2的另一端与开关管q2的漏极相连；开关管q2的源极连接变压器t1副边的同名端；开关管q2的栅极与控制及驱动电路的第二路输出端相连。优选的，所述的控制及驱动电路还包括第三路输出端，所述的第三路输出端输出驱动信号g3。优选的，所述的反激拓扑包括变压器t1、输入电容c1、输出滤波电容c3、电容c4、电阻r1、二极管d1、主开关管q1和开关管q3；输入电容c1的正极连接于输入电压的正极，并与变压器t1原边的同名端和电容c4的一端相连；输入电容c1的负极连接于输入电压的负极，并与主开关管q1的源极相连；变压器t1原边的异名端与主开关管q1的漏极和开关管q3的源极相连；主开关管q1的栅极与控制及驱动电路的第一路输出端相连；开关管q3的栅极与控制及驱动电路的第三路输出端相连，开关管q3的漏极连接电容c4的另一端；二极管d1的阳极分别连接输出滤波电容c3的阴极和电阻r1的一端，并作为反激拓扑的输出负极；二极管d1的阴极连接于变压器t1副边的同名端；变压器t1副边的异名端与输出滤波电容c3的正极和电阻r1的另一端相连，形成反激拓扑的输出正极；所述的吸收网络包括电容c2和开关管q2，电容c2的一端连接变压器t1副边的异名端，电容c2的另一端与开关管q2的漏极相连；开关管q2的源极连接变压器t1副边的同名端；开关管q2的栅极与控制及驱动电路的第二路输出端相连。优选的，所述的反激拓扑包括变压器t1、输入电容c1、输出滤波电容c3、电阻r1、二极管d1、二极管d2、二极管d3、主开关管q1和开关管q3；输入电容c1的正极连接于输入电压的正极，并与开关管q3的漏极、二极管d2的阴极相连；输入电容c1的负极连接于输入电压的负极，并与主开关管q1的源极、二极管d3的阳极相连；变压器t1的原边同名端与开关管q3的源极和二极管d3的阴极相连；变压器t1的原边异名端与主开关管q1的漏极、二极管d2的阳极相连；主开关管q1的栅极与控制及驱动电路的第一路输出端相连；开关管q3的栅极与控制及驱动电路的第三路输出端相连；二极管d1的阳极分别连接输出滤波电容c3的阴极和电阻r1的一端，并作为反激拓扑的输出负极；二极管d1的阴极连接于变压器t1副边的同名端；变压器t1副边的异名端与输出滤波电容c3的正极和电阻r1的另一端相连，形成反激拓扑的输出正极；所述的吸收网络包括电容c2和开关管q2，电容c2的一端连接变压器t1副边的异名端，电容c2的另一端与开关管q2的漏极相连；开关管q2的源极连接变压器t1副边的同名端；开关管q2的栅极与控制及驱动电路的第二路输出端相连。优选的，所述的反激拓扑包括变压器t1、输入电容c1、输出滤波电容c3、电容c4、电阻r1、二极管d1、主开关管q1和开关管q3；输入电容c1的正极连接于输入电压的正极，并与主开关管q1的漏极相连，输入电容c1的负极连接于输入电压的负极，并分别与开关管q3的源极和电容c4的一端相连；主开关管q1的源极分别连接开关管q3的漏极和变压器t1的原边同名端，变压器t1的原边异名端连接电容c4的另一端；主开关管q1的栅极与控制及驱动电路的第一路输出端相连；开关管q3的栅极与控制及驱动电路的第三路输出端相连；二极管d1的阳极分别连接输出滤波电容c3的阴极和电阻r1的一端，并作为反激拓扑的输出负极；二极管d1的阴极连接于变压器t1副边的同名端；变压器t1副边的异名端与输出滤波电容c3的正极和电阻r1的另一端相连，形成反激拓扑的输出正极；所述的吸收网络包括电容c2和开关管q2，电容c2的一端连接变压器t1副边的异名端，电容c2的另一端与开关管q2的漏极相连；开关管q2的源极连接变压器t1副边的同名端；开关管q2的栅极与控制及驱动电路的第二路输出端相连。优选地，吸收网络开关管q2为n型mos管或igbt。优选地，吸收网络电容c2为陶瓷电容或薄膜电容。优选地，原边钳位电路为rcd吸收电路。优选地，驱动信号g2为固定脉宽电压，并且关断时刻与驱动信号g1保持一致。本发明变换器及其控制方法的有益效果为：(1)降低副边整流二极管的关断损耗；(2)吸收网络中的电容将所吸收的能量回馈到变压器中，经变压器传递到负载侧，起到能量回收利用的效果；(3)该结构通用性强，可用于所有副边整流二极管关断损耗大的场合。附图说明图1为本发明变换器及其控制方法的原理框图；图2为本发明第一实施例的电路原理图；图3为无吸收网路反激变换器工作波形示意图；图4为本发明第一实施例工作波形示意图；图5为本发明第一实施例工作过程阶段1示意图；图6为本发明第一实施例工作过程阶段2示意图；图7为本发明第一实施例工作过程阶段3示意图；图8为本发明第一实施例工作过程阶段4示意图；图9为本发明第二实施例的电路原理图。图10为本发明第二实施例的工作波形示意图。图11为本发明第三实施例的电路原理图。图12为本发明第四实施例的电路原理图。具体实施方式图1为本发明实现降低输出整流二极管关断损耗功能的变换器结构框图，由反激拓扑、吸收网络、控制及驱动单元组成。第一实施例图2为本发明实现降低输出整流二极管关断损耗功能变换器第一实施例的电路原理图。吸收网络与变压器副边并联；控制及驱动单元的输入与变换器的输出相连，控制及驱动单元的一路输出与变换器的原边开关管相连，控制及驱动单元的另一路输出与吸收网络的开关管相连。其中，吸收网络由开关管q2和电容c2构成。本发明实现降低输出整流二极管关断损耗功能变换器的第一实施例的连接关系如下：输入电容c1的正极连接于输入电源的正极，并与变压器t1原边的一端相连；电容c4的一端连接于电阻r2的一端，并与变压器的一端相连；电容c4的另一端连接于电阻r2的另一端，并与二极管d2的阴极相连；输入电容c1的负极连接于输入电源的负极，并与开关管q1的源极相连；变压器t1的另一端连接于二极管d2的阳极，并与开关管q1的漏极相连；开关管q1的栅极与控制及驱动电路的输出端g1相连；输出整流二极管d1的阳极连接于输出侧的负极，并与输出滤波电容c3的负极相连；输出整流二极管d1的阴极连接于变压器t1副边的一端，并与开关管q2的源极相连；变压器t1副边的另一端与电容c2的一端相连，并与输出滤波电容c3的正极相连，作为输出侧的正极；电容c2的另一端与开关管q2的漏极相连；开关管q2的栅极与控制及驱动电路的输出端g2相连。该实施例的工作过程的工作曲线如图4，工作过程描述如下：[0，t1]阶段：驱动电压g1为高电平，主开关管q1导通，这阶段主功率管q1的电流上升较快。由于吸收网络中电容的端电压在上一阶段释放了部分能量，导致这阶段电容的电压感应到原边时稍小于输入电压，故有一部分电流经过变压器及功率管q2的体二极管直接传递到吸收网络中的电容上，一直维持到电容充电完成，该阶段的工作示意图如图5所示；[t1，t2]阶段：驱动电压g1保持为高电平，主开关管q1保持导通状态，吸收网络电容已充电完成，主开关管上的电流线性上升，其表达式为：iq1(t)＝vin*t/(lm+lr1)，其中lr1为变压器原边漏感，lm为变压器的励磁电感。该阶段的工作示意图如图6所示，输入电压对变压器原边的漏感和励磁电感进行激磁，激磁电流从变压器的同名端流进，异名端流出，副边二极管d1因反偏而截止。[t2，t3]阶段：驱动电压g2为高电平，副边开关管q2导通，电容c2释放能量，经变压器传递到原边。由于该阶段的时间较短，可认为励磁电感电流不变。由于副边有电流传递到原边，会使得原边主开关管的电流下降，计算公式为iq1(t)＝ilm-ic2(t)/n。该阶段一直维持到t3时刻，其工作示意图如图7所示；吸收网络中的电容c2对副边绕组进行激磁，副边激磁电流从副边的同名端流进，异名端流出，经变压器传递能量到原边，感应到原边的电流从变压器异名端流入，同名端流出，因变压器原边的励磁电流基本保持不变，故会降低流过主开关管q1的电流。[t3，t4]阶段：驱动电压g1和g2变为低电平，开关管q1和q2同时关断。存储在变压器上的能量经输出整流二极管d1给输出侧传递能量。该阶段的工作示意图如图8所示。副边二极管d1正偏，励磁电感上的电流从变压器原边的异名端流进，同名端流出，传递到副边形成输出电流。最终，通过输入电压3v，输出电压24v、输出电流1.25adc/dc样机进行实验，样机测试结果如表1所示，有吸收网络的样机的整流二极管所承受的最高电压值为50.7v，比无吸收网络的要小,并且有吸收网络的样机效率比无吸收网络的要高1.6％。表1样机测试结果整流二极管电压峰值/v满载效率/％无吸收网络82.191.1有吸收网络50.792.7第二实施例第二实施例如图9所示，其连接关系如下：输入电容c1的正极连接于输入电源的正极，并与变压器t1原边的一端和电容c4的一端相连；输入电容c1的负极连接于输入电源的负极，并与开关管q1的源极相连；变压器t1的另一端与开关管q1的漏极和开关管q3的源极相连；开关管q1的栅极与控制及驱动电路的输出端g1相连；开关管q3的栅极与控制及驱动电路的输出端g3相连，开关管q3的漏极连接电容c4的另一端；输出整流二极管d1的阳极连接于输出侧的负极，并与输出滤波电容c3的阴极相连；输出整流二极管d1的阴极连接于变压器t1副边的一端，并与开关管q2的源极相连；变压器t1副边的另一端与电容c2的一端相连，并与输出滤波电容c3和输出侧的正极相连；电容c2的另一端与开关管q2的漏极相连；开关管q2的栅极与控制及驱动电路的输出端g2相连。第二实施例的工作时序图如图10所示，工作原理为：开关管q1和q2的工作过程与第一实施例一致，开关管q3在开关管q1关断后，经过一小段死区时间后导通，将原边漏感上的能量存储到电容c4上。当漏感上的电流为零时，此时电容c4上的电压值最大，因开关管q3还处于导通状态，故存储在电容c4上的能量经开关管q3释放到变压器原边，经变压器传输，将这部分能量传递到负载侧。从而实现了漏感能量再利用的效果，提高了变换器的转换效率。第三实施例第三实施案例如图11所示，所述的反激拓扑包括变压器t1、输入电容c1、输出滤波电容c3、电阻r1、二极管d1、二极管d2、二极管d3、主开关管q1和开关管q3；输入电容c1的正极连接于输入电压的正极，并与开关管q3的漏极、二极管d2的阴极相连；输入电容c1的负极连接于输入电压的负极，并与主开关管q1的源极、二极管d3的阳极相连；变压器t1的原边同名端与开关管q3的源极和二极管d3的阴极相连；变压器t1的原边异名端与主开关管q1的漏极、二极管d2的阳极相连；主开关管q1的栅极与控制及驱动电路的第一路输出端相连；开关管q3的栅极与控制及驱动电路的第三路输出端相连；二极管d1的阳极分别连接输出滤波电容c3的阴极和电阻r1的一端，并作为反激拓扑的输出负极；二极管d1的阴极连接于变压器t1副边的同名端；变压器t1副边的异名端与输出滤波电容c3的正极和电阻r1的另一端相连，形成反激拓扑的输出正极。与第一实施例的区别在于采用双管反激拓扑，工作原理与第一实施例基本一致，故这里不再赘述。第四实施例第四实施案例如图12所示，与第一实施例的区别在于采用不对称半桥反激拓扑，所述的反激拓扑包括变压器t1、输入电容c1、输出滤波电容c3、电容c4、电阻r1、二极管d1、主开关管q1和开关管q3；输入电容c1的正极连接于输入电压的正极，并与主开关管q1的漏极相连，输入电容c1的负极连接于输入电压的负极，并分别与开关管q3的源极和电容c4的一端相连；主开关管q1的源极分别连接开关管q3的漏极和变压器t1的原边同名端，变压器t1的原边异名端连接电容c4的另一端；主开关管q1的栅极与控制及驱动电路的第一路输出端相连；开关管q3的栅极与控制及驱动电路的第三路输出端相连；二极管d1的阳极分别连接输出滤波电容c3的阴极和电阻r1的一端，并作为反激拓扑的输出负极；二极管d1的阴极连接于变压器t1副边的同名端；变压器t1副边的异名端与输出滤波电容c3的正极和电阻r1的另一端相连，形成反激拓扑的输出正极；对其具体工作原理在这里不再赘述。以上仅是本发明优选的实施方式，本发明所属领域的技术人员还可以对上述具体实施方式进行变更和修改。因此，本发明并不局限于上面揭示和描述的具体控制方式，对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。当前第1页12