电压转换器、电气系统及其方法与流程
本申请涉及一种电压转换器，其包括电级联在一起的多个开关级，并且其中使用磁耦合元件在开关级之间磁性地传输电力。
背景技术：
开关直流(dc)到dc电压转换器用于各种应用中，用于将输入电压处的电力转换成所需输出电压处的电力。这种电压转换器用于为电池充电器、计算机、电视和许多其他电子设备供电。开关电压转换器可大致分为隔离拓扑和非隔离拓扑，以及分为调节类别和非调节类别。
隔离电压转换器通常经由变压器利用磁耦合来将电力从初级侧传输到次级侧。一个或更多个开关(例如，晶体管)用于从输入dc电压源生成电压脉冲。所产生的交流(ac)电压被提供给变压器的初级侧，从而在变压器的次级侧上感应出ac电压，其可以被整流以向负载提供dc电力。变压器在初级侧和次级侧之间提供电流(电)隔离，这尤其对于高电力应用具有安全优势。
非隔离开关电压转换器还可以使用由电感器提供的磁性来将输入电压转换为输出电压，但是不在输入端和输出端之间提供电流隔离。示例非隔离电压转换器包括降压转换器、升压转换器和降压升压转换器。
大多数开关电压转换器被调节成在其输出端处提供接近恒定的电压或电流。这是通过至少部分地基于电压转换器的输出端处的测量电压或电流来调整控制通过电压转换器的功率流的开关的导通定时来实现的。例如，测量的输出电压降至低于期望的参考输出电压可以迫使控制开关的信号的开关频率和/或占空比的变化，使得另外的电力从电压转换器的输入端传输至电压转换器的输出端。开关控制信号通常由实现闭环控制技术的控制器生成，以便将输出电压调节在接近恒定的电平。
一些电负载不需要严格调节，并且用于供应这种负载的电压转换器可能放弃复杂的闭环控制技术和闭环控制所需的相关测量传感器。开关电容转换器(scc)代表可以在非调节模式下操作的一类电压转换器。scc通常用于将输入电压降低固定比，例如2:1，4:1。这种降压scc有效地用作分压器。在替代配置中，scc可以以升压模式操作，其中输入电压乘以固定比，例如，提供2、4的升压。scc为不需要调节的应用提供低阻抗、高效率电压转换。
scc操作取决于利用开关在若干电容器之间传输能量。在scc电路内，在开关频率和电容器大小之间存在权衡。要使用相当小的电容器，开关频率必须相对较高。高开关频率通常需要具有相对低的电流容量的开关。因此，scc的使用通常限于其中scc负载需要相对低电流(电力)或中等电流(电力)的应用。
需要一种开关电压转换器，其表现出scc的相对简单性和效率，但能够传输高电流电平。
技术实现要素：
根据电压转换器的实施方式，电压转换器包括至少两个开关级和相关联的磁耦合元件、控制器、输入端和输出端。开关级以级联布置电耦合在一起。每个开关级至少包括第一开关，第一开关包括第一端子、第二端子和控制端子。在优选实施方式中，每个开关级还包括第二开关。每个开关级具有相关联的磁耦合元件，该磁耦合元件将该开关级磁耦合到电压转换器的一个或更多个其他开关级。控制器能够操作成控制每个开关级的第一开关的切换。这是通过向第一开关的控制端子提供控制信号来实现的，使得对于给定开关级，经由与给定开关级相关联的磁耦合元件在给定开关级与至少一个其他开关级之间磁性地传输电力。输入端被提供为用于将电压转换器耦合到输入电源，并且输入端电耦合到至少一个开关级。输出端被提供为用于向电压转换器的负载供电，并且输出端电连接至至少一个开关级。输入端和输出端经由至少一个开关级彼此电连接。
根据电气系统的实施方式，电气系统包括如上所述的电压转换器。电气系统还包括负载，该负载电耦合到电压转换器输出端，并且由电压转换器供电。
根据用于电压转换的方法，在诸如上述的电压转换器内的开关级之间磁性地传输电力。该方法包括使每个开关级内的第一开关在第一导通间隔内导通。在该第一导通间隔期间，经由磁耦合元件在至少两个开关级之间磁性地传输电力。然后，使第一开关在死区时间间隔内关断，在此期间磁耦合元件去磁。在优选实施方式中，电压转换器还包括第二开关。对于这样的实施方式，通过使第二开关在第二导通间隔内导通并且使第二开关在死区时间间隔内关断来对每个开关级内的第二开关重复上述步骤。在电压转换器操作时，按照使第一开关在第一导通间隔内导通、保持该开关在死区时间内关断、使第二开关在第二导通间隔内导通、以及保持该开关在死区时间内关断的顺序无限地重复。
在阅读以下详细描述并查看附图时，本领域技术人员将认识到另外的特征和优点。
附图说明
附图的元件不一定相对于彼此按比例绘制。相似的附图标记表示相应的类似部件。可以组合各种示出的实施方式的特征，除非它们彼此排斥。实施方式在附图中示出并且在以下描述中详述。
图1示出了具有两个半桥开关级的电压转换器的示意图，其中磁性地和电流地(galvanically)在开关级之间传输电力。
图2a和图2b示出了分别针对第一导通间隔和第二导通间隔的诸如图1中所示的电压转换器的开关级内的电力回路。
图3示出了诸如图1中所示的电压转换器内的电压波形和电流波形。
图4a和图4b分别示出了电压转换器的降压操作模式和升压操作模式，以及可以耦合到电压转换器的相关输入电源和负载。
图5a和图5b示出了用于电压转换器的不同磁耦合连接。
图6示出了基于具有全桥拓扑的开关级的电压转换器。
图7a和图7b示出了被配置成分别以降压模式和升压模式进行分数电压转换和操作的电压转换器。
图8示出了在电压转换器内用于在磁性地和电流地耦合在一起的开关级之间磁性地传输电力的方法。
具体实施方式
本文描述的实施方式提供用于根据固定转换比增加或降低输入电压的电路和方法。所采用的电路拓扑实现了输入端和输出端之间的高电力传输(电流流动)，而不使用支持高电力传输的常规开关电容转换器(scc)所需的过大电容器。所描述的电路可以使用相对简单的开关控制技术，如通常在scc内使用的那样。这是通过采用电(电流)耦合在一起的开关级的级联布置来实现的。然而，与其中开关级之间的电力传输仅依赖于电连接的scc不同，本文描述的电路利用电磁耦合(例如，经由变压器内的绕组)在开关级之间传输大量电力。在优选实施方式中，变压器的磁化电感用于实现开关级内的开关的零电压开关(zvs)。zvs由于开关转换而导致低电力损耗，以及高效率的电压转换器。
降压scc利用功率开关在scc内的链路电容器之间传输能量，以将输入电压转换为降压的输出电压。例如，4:1scc可以采用四个开关级以将48v的输入电压转换为12v的输出电压。scc内的每个链路电容器通过功率开关交替地充电和放电，并且每个这样的电容器必须能够存储在scc的开关周期期间提供给该电容器的电荷量(能量)。在典型的scc中，电容器的大小可以设置为具有4.7μf至47μf范围内的电容，并且开关以100khz至1mhz的频率切换。由于切换速度和电容器大小所施加的实施限制，scc通常限于相对低的或中等的电力应用。例如，支持scc所需的高开关频率的功率开关，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，不能支持高电流流动，从而使scc用于高电力应用大部分不可行。
不是仅依赖于高频开关和电容器来在开关级之间电流地传输能量，本文描述的电路拓扑还利用磁耦合在开关级之间传输能量。这允许非常高的电力传输。所采用的开关频率可以远低于典型scc所需的开关频率，这意味着可以使用高电力(低频)功率开关。与基于隔离拓扑的电压转换器不同，本文描述的电压转换器包括开关级，其也以级联布置彼此电流地(电地)耦合。与典型的隔离拓扑电压转换器不同，开关级的级联布置允许相对简单的开关控制技术。此外，对于优选实施方式，提供磁能传输的磁耦合元件(例如，变压器绕组)也导致功率开关的zvs。
以下通过具体示例描述本发明。这些示例具有包括多个开关级的共同特征，并且这些开关级中的至少一些以级联(串联)布置电流地(电地)连接。这些示例还表现出共同的特征，即至少一些开关级彼此磁耦合，使得电力在级之间磁性地传输。应该理解，以下示例不意味着限制。没有详细描述本领域公知的电路和技术，以避免模糊本发明的独特方面。除了上下文不允许这样的情况之外，可以组合或重新布置来自示例实施方式的特征和方面。
该描述从具有两个半桥开关级的电压转换器的实施方式开始，其中电压转换器被操作成降低电压。然后解释，可以另外采用所描述的电压转换器拓扑来增加(提高)输入电压。接下来是其中电压转换器电路被扩展为具有不同数量的开关级的实施方式。接下来描述在开关级之间采用不同磁耦合链路的实施方式。在另一示例中，电压转换器被修改为采用全桥开关级。又一个实施方式示出了可以如何实现分数降压或升压电压比。最后，描述了一种通过电流地和磁性地在开关级之间传输电力来转换电压电平的方法。
具有级联和磁耦合半桥开关级的电压转换器
图1示出了具有两个开关级140a、140b的电压转换器100的实施方式。开关级140a、140b各自利用半桥拓扑布置，并且每个开关级具有用于在开关级140a、140b之间传输电力的相关联的磁耦合元件192a、192b。控制器120经由开关驱动器131a、132a、131b、132b向开关级140a、140b内的开关q1a、q2a、q1b、q2b提供开关控制信号vpwm_q1、vpwm_q2。第一端子110、第二端子112和接地端子114为电压转换器100提供外部电接触点。下面的描述聚焦于电压转换器100的2:1降压配置，其中第一端子110提供有相对高的电压vin，其被降低两倍以在第二端子112处提供较低的电压vout。在这种配置中，第一端子110用作连接到电源的输入端，并且第二端子112用作向电压转换器100的负载(未示出)供电的输出端。如下面将进一步说明的，电压转换器100可替代地以升压模式操作，其中第二端子112用作输入端，并且第一端子110用作输出端。
控制器120生成控制每个开关级的第一开关q1a、q1b的第一脉冲宽度调制(pwm)信号vpwm_q1，并生成控制每个开关级的第二开关q2a、q2b的第二pwm信号vpwm_q2。虽然图1的电压转换器100仅包括两个开关级140a、140b，但是其他实施方式可以具有更多的开关级，在这种情况下，第一pwm信号vpwm_q1和第二pwm信号vpwm_q2也可以控制这些其他开关级内的第一开关和第二开关。生成的pwm信号vpwm_q1、vpwm_q2具有交替有效的脉冲，使得例如在第一间隔期间第一开关q1a被设置为导通而第二开关q2a关断，接着是第二间隔，在第二间隔期间第二开关q2a被设置为导通而第一开关q1a关断。生成pwm信号vpwm_q1、vpwm_q2，使得第一开关q1a和第二开关q2a不同时导通(导通)。第一导通间隔和第二导通间隔由“死区时间”间隔分开，在“死区时间”间隔期间第一开关q1a和第二开关q2a都不导通。生成的pwm信号vpwm_q1、vpwm_q2类似地控制第二开关级140b的开关q1b、q2b。
可以利用模拟硬件部件(诸如晶体管、放大器、二极管和电阻器)以及主要包括数字部件的处理器电路的组合来实现控制器120及其组成部分。处理器电路可以包括数字信号处理器(dsp)、通用处理器和专用集成电路(asic)中的一个或更多个。控制器120还可以包括：存储器，例如，诸如闪存的非易失性存储器，其包括供处理器电路使用的指令或数据；以及一个或更多个定时器，例如，用于根据开关频率生成第一导通间隔和第二导通间隔，以及死区时间间隔。因为电压转换器100利用固定的向下或向上转换比操作，所以控制器120可能比需要基于反馈信号的感测的自适应闭环控制的控制器——这是大多数隔离电压转换器拓扑和许多非隔离电压转换器拓扑的典型——简单。
由控制器120生成的pwm信号vpwm_q1、vpwm_q2被馈送到驱动器电路131a、132a、131b、132b，驱动器电路131a、132a、131b、132b又输出具有适当电压电平的pwm控制信号以驱动开关q1a、q2a、q1b、q2b中的每一个的控制端子(例如，栅极)。如所示出的，驱动器电路131b、132b提供分别参考第二开关级140b内的开关q1b、q2b的源极电压的输出控制信号。例如，提供给每个开关q1b、q2b的栅源电压可以在0v和5v之间交替。驱动电路131a、132a提供信号以控制第一开关级140a的开关q1a、q2a。为了限制有源驱动器电路的数量，所示实施方式使用自举(bootstrap)开关驱动器131a、132a用于第一开关级140a。自举开关驱动器131a、132a利用链路电容器c1、c2分别将从驱动器电路131b、132b输出的信号耦合到第一开关级的各个开关q1a、q2a的控制端子(例如，栅极)。图示的自举开关驱动器131a、132a还包括肖特基(schottky)二极管z1、z2和电阻器r1、r2，其用于钳位和均衡开关q1a、q2a的控制端子处的电压，使得控制端子电压保持在期望的范围内。注意，可以使用其他驱动器电路(例如，常规(有源)电平移位驱动器)来代替自举开关驱动器131a、132a。
所示的开关级140a、140b均利用包括两个功率开关的半桥拓扑来配置。以第一开关级140a为代表，电容器c1a使整个开关级140a两端的电压vssa平滑。电容器c2a、c3a串联连接、耦合在开关级140a两端，并且具有相等的电容，使得其连接节点v2a处的dc电压相对第一开关级140a的参考电压(例如，vout)保持在整个第一开关级140a两端的dc电压vssa的一半。例如，如果在电压转换器100的第二端子112处保持电压
除了第二开关级140b具有与第一开关级140a的外部连接不同的外部连接112、114之外，第二开关级140b被配置成包括与第一开关级140a基本相同的部件。
图1所示的电压转换器100内的开关q1a、q2a、q1b、q2b是功率金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)，但是也可以使用其他开关类型。例如，在一些应用中，结型场效应晶体管(jfet)、双极结型晶体管(bjt)、绝缘栅双极晶体管(igbt)、高电子迁移率晶体管(hemt)或其他类型的功率晶体管可能是优选的。开关q1a、q2a、q1b、q2b可以集成在相同的半导体管芯上，每个可以设置在单独的管芯上，或者可以以其他方式分布在多个半导体管芯上。电压转换器100内的每个mosfet开关q1a、q2a、q1b、q2b具有漏极端子和源极端子以及控制漏极和源极之间的导通的栅极端子。与scc中使用的必须支持相对高的频率以便允许合理大小的链路电容器的开关相比，电压转换器100的开关q1a、q2a、q1b、q2b不一定需要支持高开关频率。这反过来允许使用比在scc内可行的更高电力的开关，这进一步允许电压转换器100支持比在其他电力转换器拓扑(例如scc)中可能的电力吞吐量更高的电力吞吐量。
链路电容器cab将第一开关级140a的开关节点v1a耦合到第二开关级140b的开关节点v1b。虽然链路电容器cab能够像在常规的scc中那样存储和释放能量，但是第一开关级和第二开关级之间的能量传输很大程度上利用磁耦合来实现。因此，至少与scc所需的链路电容器相比，链路电容器cab可以具有相对小的电容(和相关的大小)。虽然链路电容器cab包括在图1所示的电压转换器100中，但是在其他实施方式中可以将其省略。
如图所示，磁耦合元件192a、192b是包括在变压器190内的绕组。第一绕组192a连接在第一开关级140a内的开关节点v1a和电容器连接节点v2a之间，而第二绕组192b连接在第二开关级140b内的类似节点之间。变压器190还包括芯198，其电磁地耦合绕组192a、192b。芯198可以是铁氧体芯、空气芯、或由任何其他材料构成，只要耦合元件192a、192b彼此磁耦合即可。磁耦合元件192a、192b两端的电压vwa、vwb和通过磁耦合元件192a、192b的电流iwa、iwb被表示以有助于随后的电压和电流波形描述。
两级降压电压转换器内的电压波形和电流波形
现在将利用图2a和图2b中所示的电力回路以及图3中所示的相关电压波形和电流波形来描述电压转换器100的操作。图2a和图2b示出了对应于图1的电压转换器100的电路200-1、200-2。为了便于说明，在图2a和图2b中省略了电压转换器100的若干部件，例如控制器、驱动器、体二极管。
图2a示出了第一(导通)间隔内的电力回路201a、201b。如前所述，控制器120将开关级140a、140b的第一开关q1a、q1b设置为在该第一间隔期间导通。电力回路201a示出第一开关级140a内的电流流动。更具体地，电流从第一端子110、通过第一开关q1a、通过第一绕组192a、通过电容器c3a、流到第二端子112。对于所示的降压操作模式，第一端子110用作输入端，并且第二端子112用作输出端，使得正电流通过第一开关级140a从输入端流到输出端。
在第一间隔期间，电流也在第二开关级140b内的电力回路201b中流动。更具体地，电流从地114、通过电容器c3b、通过第二绕组192b、通过第一开关q1b、流到第二端子112。正电流沿从地114到输出端的方向流过第二开关级140b。
图2b示出了第二(导通)间隔内的电力回路202a、202b。在第二间隔期间，控制器120将第一开关q1a、q1b保持在其关断(非导通)状态，并将第二开关q2a、q2b设置为导通。对于第一开关级140a，这导致所示的电力回路202a的电流流动，即，电流从第一端子110、通过电容器c2a、通过第一绕组192a、通过第二开关q2a、流到第二端子112。如在第一间隔中那样，正电流沿从用作输入端的第一端子110到用作输出端的第二端子112的方向流动。
在第二间隔期间，电流也在第二开关级140b内的电力回路202b中流动。如在第一间隔期间，正电流从地114到第二端子112流过第二开关级140b，虽然通过不同的路径202b，如图所示。
图3示出了在电压转换器100的操作期间对应于电流的波形和对应于电压的波形，并且为了减少冗余，聚焦于第一开关级140a内的电流和电压。虽然未明确示出或描述，但是第二开关级140b内的电流和电压类似于第一开关级140a的电流和电压，并且通常仅在电流方向或电压极性方面不同。
如前所述，控制器120生成第一控制信号vpwm_q1和第二控制信号vpwm_q2，其尤其控制开关q1a、q2a。在图3中示出了对应于这些信号的电压波形310、312。这些信号以具有相应开关周期tsw的开关频率生成，如图所示。开关周期tsw被划分为表示为ton_q1的第一导通间隔、表示为ton_q2的第二导通间隔以及表示为dt的两个死区时间间隔。在第一导通间隔ton_q1期间，第一控制信号vpwm_q1为高(有效)，从而经由自举开关驱动器131a将第一开关q1a设置为导通。在第一导通间隔ton_q1结束时，第一控制信号vpwm_q1转变为低电平，从而使第一开关q1a关断。两个开关q1a和q2a在dt间隔内都保持关断。接着是第二导通间隔ton_q2，在此期间第二控制信号vpwm_q2为高(有效)，使得第二开关q2a导通。接着是另一个dt间隔，在此期间，两个开关q1a、q2a再次保持关断。在电压转换器操作时，在每个开关周期tsw内重复这样的序列。
如前所述，电容器c2a和c3a的大小使得连接节点v2a保持相对稳定的电压，该电压均等地划分第一开关级140a两端的电压vssa，即在v2a处维持的dc电压在
第一耦合元件192a被示为变压器190的绕组。在理想的变压器中，与通过变压器绕组的电流和变压器绕组两端的电压(例如，iwa和vwa)相关的电力经由变压器芯，完全传输到一个或更多个其他变压器绕组。在实际的变压器中，磁耦合绕组的互感并不完美，这意味着并非提供给绕组的所有能量都传输到其他绕组。考虑到这些实际限制，实际的变压器绕组通常被建模为理想的变压器绕组，与理想变压器绕组并联的磁化电感lmag，以及与组合的理想变压器绕组和磁化电感串联的漏电感llk。通过实际绕组的电流流动iw可以被划分为流过建模的理想变压器绕组的理想耦合电流分量icpl，以及流过建模的磁化电感的磁化电流分量imag，其中iw＝icpl+imag。
图3示出了对应于通过第一绕组192a的电流iwa的分量iwa_cpl、iwa_mag的波形330。在第一导通间隔ton_q1期间，施加在第一绕组192a两端的电压
在第一导通间隔ton_q1之后的死区时间间隔期间，没有将迫使任何耦合电流流动的电压直接施加在第一绕组192a两端，即iwa_cpl＝0。然而，存储在变压器芯198中的磁化能量经由磁化电流imag_wa返回到第一开关级140a，磁化电流imag_wa在绕组192a两端的电压被移除之后继续流动334。该继续流动334可以非线性地减小，例如，具有二阶或指数衰减，从而引起vwa两端的电压降低。
在第二导通间隔ton_q2期间，施加在第一绕组192a两端的负电压
如在第一导通间隔ton_q1之后的死区时间间隔中，在第二导通间隔ton_q2之后的死区时间间隔期间，没有电压直接施加在第一绕组192a两端。这意味着没有耦合电流流动，即iwa_cpl＝0。然而，由于磁化电流imag_wa，存储在变压器芯198中的磁化能量被释放，导致继续电流流动338。除了具有不同的极性之外，磁化电流iwa_mag类似于在前一死区时间期间流动的334。
通过第一绕组192a的实际电流iwa是上述耦合电流iwa_cpl和磁化电流iwa_mag的总和。在图3中示出了对应于该总和的电流波形340。
在第一导通间隔ton_q1之后的死区时间间隔期间，通过第一绕组192a的磁化电流iwa_mag结合电路电感和电容(例如，lwa_mag、lwa_lk、cab)用于降低第一开关节点v1a处的电压。这导致第二开关q2a的第一端子和第二端子两端的电压降低，如第二开关q2a的漏源电压vq2a_ds的电压波形360所示。在优选实施方式中，确定死区时间间隔，使得开关电压vq2a_ds在第二导通间隔ton_q2开始之前减小364到零，即，对于第二开关q2a实现zvs。可以基于例如变压器190的特征电感(lwa_mag、lwa_lk)和第一开关级140a的电容(例如，cab、c1a、c2a、c3a)来进行这种确定。在非理想实施方式中，开关电压vq2a_ds可以减小，但不总是到零。与在导通第二开关q2a之前不降低开关电压vq2a_ds的实施方式相比，这种非理想实施方式仍提供节能优势。
在第二导通间隔ton_q2之后的死区时间间隔期间，第一开关q1a发生类似的情况。这在第一开关q1a的漏源电压vq1a_ds的电压波形350中示出。这里，可以看出，在第一开关q1a在另一个第一导通间隔ton_q1内导通之前，电压vq1a_ds减小358到零，即，第一开关q1a也实现了zvs。
虽然未详细描述，但是由于在死区时间期间流过第二绕组192b的磁化电流iwb，第二开关级140b的开关q1b、q2b可以类似地实现zvs或接近zvs。
在具有半桥拓扑的开关级的背景下提供了以上描述。应该认识到，在死区时间间隔期间提供的磁化电流也可以在其他拓扑(例如全桥、前向)中导致zvs或接近zvs。
降压和升压电压转换
上面针对被操作成降低在输入端处提供的电压的情况描述了电压转换器100。用于电压转换器100的电路及其变型也可用于升高电压。与降压模式相比，在升压模式下，开关控制的操作基本相同或相似，即，控制器120不需要改变以用于电压转换器100的升压操作。当在升压模式下操作时，第一端子110(具有相关的高电压)用作来自电压转换器100的输出端，而第二端子112(具有相关的低电压)用作输入端。降压操作模式和升压操作模式之间的区别在图4a和图4b中示出。这些图中所示的电压转换器类似于图1的电压转换器100，但是为了便于说明，图4a和图4b中未示出电压转换器100的若干部件，例如控制器、开关驱动器。
图4a示出了2:1降压电压转换系统400-1，其包括与图1中所示的电压转换器类似的电压转换器。第一端子110耦合到提供输入电压vin的输入电源116。第二端子112将输出电压vout提供给负载118。电力从第一绕组192a磁性地传输到第二绕组192b，并且从第一开关级140a电流地传输到第二开关级140b。输入电压vin降低2倍，以提供输出电压vout。正电流iin从电源116流到第一开关级140a，并且正电流iout从第二端子112流到负载118。
图4b示出了1:2升压电压转换系统400-2。系统400-2内的电压转换器的电路与图4a中所示的系统400-1内的电压转换器的电路相同，但第一端子110和第二端子112的功能互换。第二端子112耦合到提供输入电压vin的输入电源116。第一端子110将输出电压vout提供给负载118。电力从第二绕组192b磁性地传输到第一绕组192a，并且电流地传输到第一开关级140a。输入电压vin升高2倍，以提供输出电压vout。正电流iin从电源116和第二端子112流到开关级140a、140b，并且正电流iout从第一端子110流到负载118。在电压转换系统400-2的开关级140a、140b内，电力回路与图2a和图2b中所示的电力回路相同，但是电流方向将是相反的。
负载(例如负载118)和电源(例如源116)之间的区别不需要是持久的。例如，电池在放电时作为电源操作，在充电时作为负载操作。类似地，系统400-1、400-2内的电压转换器不必专门用作升压转换器或降压转换器；同一转换器可以在升压模式和降压模式的使用之间交替。
开关级磁耦合变化
先前描述的实施方式聚焦于具有仅两个开关级并提供2:1(1:2)的降压(升压)比的电压转换器。两个开关级利用绕组彼此磁耦合。通过级联另外的开关级，这种电压转换器可以被扩展为支持n:1(1:n)的其他降压(升压)比，其中n是大于1的整数。下面结合图5a和图5b描述4:1(1:4)电压转换器的实施方式，其中重点在于开关级之间的磁耦合。图5a和图5b中所示的电压转换器类似于图1的电压转换器100，但是为了便于说明，图5a和图5b中未示出这些电压转换器的若干部件，例如控制器、开关驱动器。这些部件与图1中所示的那些部件相同或相似。
图5a示出了具有级联在一起的四个开关级140a、140b、140c、140d的电压转换器500-1。例如，这些可以是如图1所示的半桥开关级。当在降压模式下操作时，该电压转换器500-1在其第二端子112处提供输出电压vout，其为提供给第一端子110的输入电压vin的1/4。电力从第一开关级140a磁性地传输至第二开关级140b，如箭头pmag_ab所示，从第二开关级140b磁性地传输至第三开关级140c，如箭头pmag_bc所示，并且从第三开关级140c磁性地传输至第四开关级140d，如箭头pmag_cd所示。利用三个变压器590ab、590bc、590cd完成这些磁电力传输。
第一变压器590ab包括第一绕组592a、第二绕组592b和磁性耦合这些绕组的磁芯598ab。类似地配置第二变压器590bc和第三变压器590cd。第一变压器590ab的第一绕组592a以与图1的电压转换器100所述的方式相同的方式连接到第一开关级140a。然而，第二开关级140b和第三开关级140c的不同之处在于它们各自连接到两个变压器绕组，其中一个输入电力并且另一个输出电力。例如，第二开关级140b连接到第一变压器590ab的第二绕组592b，并且经由该绕组592b从第一开关级140a接收电力。第二开关级140b还连接到第二变压器590bc的第一绕组592bb，并经由该绕组592bb向第三开关级140c提供电力。第三开关级140c类似地连接到分别用于磁性地输入电力和输出电力的两个开关绕组592c、592cc。第四开关级140d仅连接到一个绕组592d，因为第四开关级140d不磁性地输出电力。
对于所示的降压操作，电力从第一开关级140a磁性地传输至第二开关级140b，从第二开关级140b磁性地传输至第三开关级140c，以及从第三开关级140c磁性地传输至第四开关级140d。电力也通过级联的开关级140a、140b、140c、140d电流地(电地)传输。当以升压模式操作时，电力以相反的方向磁性地和电流地传输。对于升压模式，第二端子112用作输入端，并且第一端子110用作输出端，输出端具有是输入电压的四倍的输出电压。
图5b示出了也具有四个级联的开关级140a、140b、140c、140d的电压转换器500-2，但其中磁电力传输pmag与电压转换器500-1的磁电力传输不同。利用变压器590完成磁电力传输，变压器590包括绕组192a、192b、192c、192d和芯598。如图1的电压转换器100中那样，每个开关级连接至一个绕组。绕组192a、192b、192c、192d经由公共磁芯598彼此磁耦合。例如，绕组192a、192b、192c、192d可以缠绕在公共铁氧体芯上。公共芯598不限制电磁电力传输在相邻开关级之间。例如，由第一绕组192a感应到芯598中的磁电力将经由它们的相关绕组192b、192c、192d以不同程度提供给第二开关级140b、第三开关级140c和第四开关级140d中的每一个。当以所示的降压操作模式操作时，整个磁电力传输经由中间开关级140b、140c从第一开关级140a流到第四开关级140d。电力也通过开关级140a、140b、140c、140d电流地传输。当电压转换器以升压模式操作时，磁的和电流的电力流动反向。
虽然利用两个代表性的电压转换器实施方式500-1、500-2示出了级之间的磁耦合，但应该认识到其他磁耦合链接也是可以的。开关级之间的链路电容器也可用于补充磁耦合。然而，为了实现本发明的益处，在开关级的级联布置内的至少两个开关级彼此磁耦合，使得可以在磁耦合的开关级之间电磁地传输电力。
开关级拓扑
上面利用包括使用半桥拓扑配置的开关级的实施方式描述了图1的电压转换器100及其变型。开关级可以使用其他拓扑，例如前向、反激(flyback)、llc或全桥。使用全桥开关级的实施方式在图6中示出并在下面描述。因为这种拓扑在本领域中通常是公知的，所以不详细描述基于其他拓扑的实施方式。注意，根据本发明的电压转换器内的开关级不需要都具有相同的拓扑，即，可以在电压转换器内使用开关级拓扑的混合，如图7a所示。
图6示出了电压转换器600，其类似于图1的电压转换器100，但其中使用全桥开关级640a、640b而不是半桥开关级。如本领域中通常已知的，全桥电路允许比类似配置的半桥电路高的电力吞吐量。更具体地，在电力传输间隔期间，可以利用全桥拓扑将第一开关级640a两端的整个电压vssa提供给第一绕组192a，而不是仅开关级电压的一半(例如，
电压转换器600包括驱动器630a、630b，用于分别驱动第一全桥开关级640a和第二全桥开关级640b内的开关。图示的驱动器630a、630b是提供必要的电压电平转换的有源驱动器。为了便于说明，并未示出与这些驱动器的所有连接，例如，省略了用于提供参考电压电平的连接。在替代的驱动器配置中，驱动器630a、630b可以用直接驱动电路和自举开关驱动器的混合替换，如图1所示并且如前所述。
以第一开关级640a为代表，图1中的半桥开关级140a的电容器c2a，c3a已经被均具有相应的开关驱动器的第三开关q3a和第四开关q4a替换。第三开关利用用于控制第二开关q2a的同一开关控制信号vpwm_q2经由开关驱动器来控制，而第四开关利用用于控制第一开关q1a的同一开关控制信号vpwm_q1经由开关驱动器来控制。
在第一导通间隔期间，第一开关q1a和第四开关q4a导通，从而在第一绕组192a两端施加第一开关级电压vssa。在该第一间隔期间，电力从第一绕组192a磁性地传输到第二绕组192b。在随后的死区时间间隔期间，所有开关q1a、q4a、q2a、q3a都关断。去磁电流流过第一绕组192a并将第一开关节点v1a处的电压降低到使得第二开关q2a两端的电压为零(或接近零)的电平，并且使第二开关节点v2a处的电压升高到使得第三开关两端的电压也为零(或接近零)的电平。在第二导通间隔期间，第二开关q2a和第三开关q3a导通，从而以与第一导通间隔期间提供的极性相反的极性在第一绕组192a两端施加第一开关级电压vssa。在该第二间隔期间，电力再次从第一绕组192a磁性地传输到第二绕组192b，但是利用通过绕组192a、194b的具有与第一导通间隔的方向相反的方向的电流流动iwa、iwb。在第二导通间隔之后，所有开关q1a、q4a、q2a、q3a在另一个死区时间间隔内都关断。在该间隔期间，第一绕组192a中的去磁电流将第一开关q1a和第四开关q4a两端的电压减小到零(或接近零)，准备使该开关在另一个第一导通间隔内导通。
电压转换因子
先前描述的实施方式聚焦于具有n:1的降压比或1:n的升压比的电压转换器，其中n是大于1的整数。特别地，示出并已经详细描述了2:1降压电压转换器、4:1降压电压转换器、1:2升压电压转换器和1:4升压电压转换器。然而，根据本发明技术的电压转换器不限于n:1和1:n转换因子，因为这样的转换器通常可以支持n:m的降压比和升压比，其中m和n是正整数并且两者都不必是1。例如，5:3降压转换器、2:3升压转换器等可以使用本文描述的技术。另外，尽管上述电压转换器描述仅引用第一端子和第二端子，用于为输入电压源和外部负载提供外部电接触，但是使用本文技术的电压转换器可以具有另外的外部端子。采用这种n:m降压比和升压比的电压转换器的实施方式以及具有多于两个外部端子的实施方式在图7a和图7b中示出，并在下面描述。与先前描述的电路相同的电路(例如，控制器、驱动器)不一定复制在这些图中。
图7a示出了具有三个开关级640a、140b、140c并且以降压模式操作的电压转换器700-1。在该模式下，第一端子110用于耦合到提供输入电压vin的输入电源(未示出)，以及第二端子112用于向负载(未示出)提供输出电压vout1_3。在第二端子112处提供的电压vout1_3相对于输入电压vin降低三倍，即，电压转换器700-1操作为3:1降压转换器。除了第二端子112之外，第三端子113还导通(tap)第一开关级640a和第二开关级140b之间的电压。该第三端子113可以以输出电压vout2_3向另一个负载(未示出)供电，该输出电压vout2_3相对于输入电压vin按照3:2降低。考虑其中第一端子110耦合到9v电池的示例情形，第三端子113将输出可以提供给负载的6v的电压，并且第二端子112将输出可以提供给另一个负载的3v的电压。
第一开关级640a被示出为具有全桥(fb)拓扑，而其他开关级140b、140c具有半桥(hb)拓扑，即，电压转换器700-1包括开关级拓扑的混合。
图7b示出了电压转换器700-2，其具有与图7a的电压转换器700-1类似或相同的电路，但是以升压模式操作。在该模式下，第二端子112用于耦合到提供输入电压vin的输入电源(未示出)。第一端子110和第三端子113用于连接到电压转换器700-2的负载(未示出)，并分别提供相对于输入电压vin按照3和3/2升高的输出电压vout3_1、vout3_2。
使用磁耦合和电流耦合进行电压转换的方法
图8示出了用于将在电压转换器的第一端子处提供的输入电压转换为在第二端子处提供的输出电压的方法800。该方法可以在诸如图1中所示的电压转换器内实现。该方法800的电压转换技术使用电磁耦合来在电压转换器内的开关级之间传输电力。
方法800开始于使电压转换器的多个开关级中的每一个内的第一开关q1导通的步骤812。在第一开关q1导通的情况下，在第一导通时间间隔ton_q1内在开关级之间磁性地传输电力814。然后，第一开关q1关断816，使得没有开关是导通的，从而停止开关级间的磁电力传输。开关在死区时间(dt)间隔内保持在该关断状态818，在此期间，用于磁电力传输的绕组可以通过将电流感应到开关级中而去磁。这种去磁不必完全。在优选实施方式中，对于适当确定的dt间隔，在死区时间期间，去磁电流和电压可以将每个开关级内的第二开关q2两端的电压降低到零(或接近零)。与第一开关q1的控制有关的步骤812、814、816和818被分组在方法800的序列810内。
方法800以涉及第二开关q2的控制的步骤的序列850进行。这些步骤类似于序列810中描述的那些步骤。使开关级的第二开关q2导通852，使得在第二导通时间间隔ton_q2内在开关级之间磁性地传输电力854。然后，第二开关q2关断856，使得没有开关是导通的。开关在死区时间(dt)间隔内保持在该关断状态858，在此期间用于磁电力传输的绕组可以去磁。在死区时间期间，去磁电流和电压可以将每个开关级内的第一开关q1两端的电压降低到零(或接近零)，以准备重复序列810。序列810、850在电压转换器操作时无限重复。
可以外推上述方法描述以应用于不基于半桥拓扑的电压转换器。例如，具有全桥开关级的电压转换器，如图6所示，将包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关。使用与用于第一开关的定时相同的定时控制第四开关，并且使用与用于第二开关的定时相同的定时控制第三开关。对于依赖于开关级内的单个开关的拓扑，例如，前向、llc，可以省略与第二开关q2相关的步骤850。
如本文所使用的，术语“具有”、“含有”、“包括”、“包含”等是开放式术语，其指示所述元件或特征的存在，但不排除其他元件或特征。除非上下文另有明确说明，否则单数形式旨在包括复数以及单数。
应理解，除非另有特别说明，否则本文所述的各种实施方式的特征可彼此组合。
尽管本文已说明和描述了特定实施方式，但所属领域的普通技术人员将了解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以用各种替代和/或等效实施方式替代所示出和描述的特定实施方式。本申请旨在涵盖本文所讨论的具体实施方式的任何改变或变型。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物限制。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！