一种基于七电平换流器的有源电力滤波系统及其补偿方法与流程

本发明涉及电能质量控制领域，特别是涉及一种基于七电平换流器的有源电力滤波系统及其补偿方法。

背景技术：

随我国科学技术水平迅速的提高，在日常生活中，到处都有谐波负载的身影。而电网中的谐波都是由电力电子设备内部的非线性器件(二极管、功率开关管、变压器)产生的，谐波的存在会增加用电设备额外的损耗，电抗设备中通过高频的谐波电流会产生尖锐的噪声，也会使电抗器的硅钢片或铁氧体提前饱和及严重发热；输电线路中含有大量的谐波电流会降低电力系统的输电效率，还会导致线路过热(严重时可能使线路起火)，加速了线路的老化。

与传统两电平有源电力滤波器相比较，多电平有源电力滤波器具有开关损耗小、电压应力小、电磁干扰低、系统容量大等优点，并且输出多电平电压波形且谐波含量小，从而减少了滤波器件的体积。

但现有的多电平有缘电力滤波器结构复杂，使用开关管数量多，使滤波器器件的体积庞大，电平扩展能力有限，谐波含量多。

技术实现要素：

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种基于七电平换流器的有源电力滤波系统及其补偿方法，具有开关损耗小、电压应力小、电磁干扰低、系统容量大等优点，并且输出多电平电压波形且谐波含量小，从而减少了滤波器件的体积。。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种基于七电平换流器的有源电力滤波系统，包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，采样单元的输入端分别连接三相交流电网和功率单元，采样单元的输出端连接控制单元，控制单元通过驱动单元与功率单元建立连接，功率单元的补偿信号送入三相非线性负载中进行谐波补偿；

所述功率单元包括七电平换流器，具体包括结构相同的a相换流器、b相换流器和c相换流器，a相换流器包括直流电容c1、直流电容c2、直流电容c3、由功率开关管sa1、功率开关管sa2、功率开关管sa3与功率开关管sa4构成的第一桥臂和由功率开关管sb1、功率开关管sb2、功率开关管sb3与功率开关管sb4构成的第二桥臂；

所述功率开关管sa1的集电极与功率开关管的sa2的集电极通过连接点a1连接，功率开关管sa2的发射极与功率开关管的sa3的发射极通过连接点a2连接，功率开关管的sa3的集电极与功率开关管的sa4的集电极通过连接点a3连接；所述功率开关管sb1的发射极与功率开关管sb2的发射极通过连接点b1连接，功率开关管sb2的集电极与功率开关管sb3通过连接点b2连接，功率开关管的sb3的发射极与功率开关管sb4通过连接点b3建立连接；所述直流电容c1的正极端和负极端分别连接连接点a1和连接点b1，直流电容的c2的负极端和正极端分别接连接点a2和连接点b2；直流电容c3的正极端和负极端分别连接连接点a3和连接点b3。

进一步的，所述a相换流器、b相换流器和c相换流器以中性点悬浮的星型结构连接。

进一步的，所述a相换流器、b相换流器和c相换流器分别通过滤波电感接入电网。

进一步的，直流电容c1、直流电容c2和直流电容c3的电容电压相等。

进一步的，所述控制单元包括：

dsp芯片：所述dsp芯片用以采样数据真实值处理和电流跟踪算法实现；

fpga芯片：实现并接收dsp芯片发出的数据，经过逻辑运算输出pwm脉冲信号。

进一步的，所述采样单元包括电网电流采样电路、电网电压采样电路、有源电力滤波系统输出电流采样电路和直流电容电压采样电路。

一种基于七电平换流器的有源滤波补偿方法，包括如下步骤：

通过谐波电流检测得到三相谐波电流分量；

对每相上的三个直流电容的整体电压进行一级控制，三相换流器每相的三个直流电容的给定电压值的和与三个直流电容电压实际值的和作差，经pi调节器得到调节直流电压的指令信号，指令信号与相应相电压同相的正弦函数相乘得到有功电流分量；

三相负载电流与总体有功电流作差得到三相指令电流；

三相指令电流与三相换流器输出电流作差后得到偏差信号，将偏差电流信号送入由准pr控制器和重复控制器构成的复合控制器中，所述偏差电流信号分别送入准pr控制器和重复控制器中，经准pr控制器和重复控制器处理后的信号叠加形成调制信号；

对每相上的三个直流电容进行二级控制，三相换流器每相的三个直流电容的给定电压值分别与三个直流电容实际电压值作差，经pi调节后叠加在调制波上；

调制信号数据经过调制算法的运算，得到带死区的pwm信号。

进一步的，所述准pr控制器的传递函数为：

式中，kp为准pr控制器的比例系数、kin谐振系数，ωc是等效低通滤波器的截止频率，ωn为准pr控制器的谐振频率。

进一步的，所述重复控制器包括：延时环节z^-n、辅助补偿器q(z)、被控对象的传递函数p(z)、增益系数kr、对补偿器s(z)以及被控对象p(z)进行相位补偿的超前补偿环节z^k、针对被控对象p(z)的补偿器s(z)；

所述延时环节z^-n和传递函数q(z)构成正反馈内模；增益系数kr、补偿器s(z)和对补偿器s(z)以及被控对象p(z)进行相位补偿的超前补偿环节z^k构成补偿器。

如上所述，本发明提供一种基于七电平换流器的有源电力滤波系统及其补偿方法，具有如下有益效果：

1、本申请提供的有源电力滤波系统具有快速、安全、稳定的优点，与传统的两电平有源电力滤波装置相比，多电平有源电力滤波装置具有开关损耗小、电压应力小、电磁干扰低、系统容量大等优点，并且输出多电平电压波形且谐波含量小，从而减少了滤波器件的体积。

2、本发明提出了一种七电平换流器结构由3个直流电容和8个功率开关管组成，每相桥臂的三个直流电容电压相等，通过每相桥臂8个功率开关管的开通关断，具有16个有效开关状态，可以合成七电平电压输出波形，与传统的七电平级联h桥拓扑结构相比，新型七电平换流器拓扑结构具有更少的功率开关管数量和更小的开关损耗。

3、本发明采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法，该方法能准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，本申请并采用准pr加重复控制的电流跟踪控制策略，可以精准跟踪给定电流，提高系统的稳定性。

4、本申请的直流电容电压采用分级控制方式，首先，每相三个直流电容的电压给定值的和与三个直流电容电压实际值的和进行作差，将所得的差值经过pi调节后与相应相电压同相的正弦函数作差得到有功电流的给定信号，完成电容电压的一级控制；将三个电容的给定电压值分别与实际电压值作差，经过pi调节器后叠加在调制波上完成二级控制，通过电压分级控制实现电容电压的平衡控制和直流母线电压平衡控制。缩短了有源电力滤波装置控制算法的运算周期，提高了系统的响应时间。

5、本申请的控制单元采用dsp+fpga的控制方式，dsp和fpga分工明确，协同工作。dsp主要负责采样数据真实值处理及电流跟踪控制算法实现，fpga作为dsp芯片的外围扩展器件，主要是实现并行接收dsp发出的数据，经过fpga的逻辑运算来实现pwm脉冲信号的输出。

附图说明

图1为本发明实施例的基于七电平换流器的有源电力滤波系统整体原理框图；

图2为本发明实施例的七电平有源电力滤波装置主电路原理图；

图3为本发明实施例的a相换流器电路原理图；

图4为本发明实施例控制策略示意图，图4a为整体控制策略示意图，图4b为电流跟踪部分控制策略示意图；

图5为pr控制器频率响应；

图6为本发明实施例的准pr控制器频率响应；

图7为本发明实施例的离散重复控制系统框图；

图8为本发明实施例的相电压七电平波形图；

图9为本发明实施例的a相电容电压波形图；

图10为本发明实施例补偿前a相电网电流仿真波形；

图11为本发明实施例补偿后a相电网电流仿真波形；

图12为本发明实施例的dsp供电电路；

图13本发明实施例的fpga供电电路；

图14本发明实施例的电网电流采样电路；

图15本发明实施例的电网电压采样电路；

图16本发明实施例的有源电力滤波装置输出电流采样电路；

图17本发明实施例的直流电容电压采样电路；

图18本发明实施例的基于2sd315ai的驱动电路；

图19本发明实施例的主程序流程图；

图20本发明实施例的ad中断流程图；

图21本发明实施例的补偿前三相电网电流波形；

图22本发明实施例的补偿后三相电网电流波形。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。

需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

如图1所示，本实施例的基于七电平换流器的有源电力滤波系统，包括采样单元、控制单元、驱动单元和功率单元，采样单元的输入端分别连接三相交流电网和功率单元，采样单元的输出端连接控制单元，控制单元通过驱动单元与功率单元建立连接，功率单元的补偿信号送入三相非线性负载中进行谐波补偿；

所述功率单元包括七电平换流器，如图2所示，具体包括结构相同的a相换流器、b相换流器和c相换流器，a相换流器、b相换流器和c相换流器以中性点悬浮的星型结构连接；

具体如图3所示，a相换流器包括直流电容c1、直流电容c2、直流电容c3、由功率开关管sa1、功率开关管sa2、功率开关管sa3与功率开关管sa4构成的第一桥臂和由功率开关管sb1、功率开关管sb2、功率开关管sb3与功率开关管sb4构成的第二桥臂，直流电容c1、直流电容c2和直流电容c3的电容电压相等。

功率开关管sa1的集电极与功率开关管的sa2的集电极通过连接点a1连接，功率开关管sa2的发射极与功率开关管的sa3的发射极通过连接点a2连接，功率开关管的sa3的集电极与功率开关管的sa4的集电极通过连接点a3连接；所述功率开关管sb1的发射极与功率开关管sb2的发射极通过连接点b1连接，功率开关管sb2的集电极与功率开关管sb3通过连接点b2连接，功率开关管的sb3的发射极与功率开关管sb4通过连接点b3建立连接；所述直流电容c1的正极端和负极端分别连接连接点a1和连接点b1，直流电容的c2的负极端和正极端分别接连接点a2和连接点b2；直流电容c3的正极端和负极端分别连接连接点a3和连接点b3，单相拓扑结的每个直流电容的直流电压值为vdc，可通过控制开关管的导通与关断使每个电容输出+vdc或-vdc。每相换流器共有16个有效开关状态，可以合成7个电压电平，分别为：0，±vdc，±2vdc，±3vdc，如表1所示，有效降低有源电力滤波装置输出的谐波。

表1七电平换流器开关状态；

为了减少由换流器功率开关动作产生谐波，所述a相换流器、b相换流器和c相换流器分别通过滤波电感接入电网，并且在功能上，消除了非线性负载注入电容中的谐波电流。

本实施例所述控制单元用于实现电容电压稳压、电流跟踪控制、坐标变换、控制器闭环控制和驱动波形生成，采用dsp芯片+fpga芯片架构，工作过程中，其中dsp数字处理芯片选用ti公司的tms320f28335芯片，fpga选用altera公司的ep4ce15e22c8n芯片，所述的dsp数字处理芯片主要负责经过处理的采样信号的运算、指令电流提取、电流跟踪控制算法、均压算法的实现以及得到最终的三相调制信号，并将调制波并行发送给fpga，fpga主要负责将收到的调制信号数据经过调制波和载波比较的运算，得到带死区的pwm信号，pwm经过驱动电路放大后驱动各相换流器中的功率开关管工作。

如图12所示的dsp供电电路，tps767d301作为dsp供电的芯片输出3.3v、1.9v；

如图13所示的fpga供电电路，fpga所需的1.2v、2.5v和3.3v电源通过ams1117-1.2、ams1117-2.5、ams1117-3.3生成。

所述驱动电路用于将fpga输出的低电平小功率的控制信号放大，使之可以驱动功率开关管。如图18所示，本实施例的驱动电路选用瑞士concept公司推出的型号为2sd315ai的驱动模块，其具有直接模式和半桥模式两种工作方式，将驱动器的8脚mod与vdd短接，工作于直接模式，此时通道a和b没有关系，两通道独立工作，并将rc1和rc2与gnd短接，此时状态输出so1/so2也是独立工作。将驱动器的8脚mod与gnd短接，工作于半桥模式，两通道间产生一个死区时间，死区时间由引脚5和7间的rc网络调整，此时inb接高电平使能，ina为两个信号的总输入端。

本实施例所述采样单元包括电网电流采样电路、电网电压采样电路、有源电力滤波系统输出电流采样电路和直流电容电压采样电路。

如图14所示为电网电流采样电路，电流经过互感器变为毫安级别，经过比例电路放大同时对相位进行补偿，加上偏置电压后进行滤波，输入dsp中。

如图15所示为电网电压采样电路，通过两个100k电阻和1：1电压互感器，再通过比例电路转换为小电压信号，增加偏置电压后经滤波电路滤波后，输入到控制芯片dsp中。

如图16所示为有源电力滤波器输出电流采样电路，功率单元输出电流检测采用电流霍尔传感器，电流霍尔传感器输出电流经过采样电阻转换为电压信号，再加入偏置电压并滤波后输入到控制器中。

如图17所示为直流电容电压采样电路，母线电压通过差分放大电路，将电压缩小到3v以内，再通过电压跟随器的隔离输入dsp中。

本实施例在上述硬件电路的设计之前，首先通过matlab/simulink系统仿真软件对系统进行仿真，得到相应结果。图8为换流器输出相电压七电平波形图，图9为a相电容电压波形图，图10为补偿前a相电网电流仿真波形图，图11为补偿后a相电网电流仿真波形图。

本实施例的基于七电平换流器的有源滤波补偿方法，如图4的整体控制策略原理图所示，包括如下步骤，

1、通过谐波电流检测得到三相谐波电流分量；

本实施例采用基于瞬时无功功率理论的ip-iq电流检测法提取负载电流中的有功分量，经过低通滤波器得到负载电流有功分量中的直流分量，由负载电流减去直流分量得到谐波电流作为给定，采用有源电力滤波装置输出补偿电流作为反馈，该方法能准确的检测出电网中的有功电流和无功电流的大小，在检测基波无功电流时基本上是无延迟，具体包括：

通过式(1)得到出ip、iq：

由于根据e合成矢量的分量与e的关系，得：

式中，其中：ωt是锁相环跟踪电网得到的同步相位。

将计算得到的ip、iq，进行数字滤波得到直流分量再将其反变换成三相电流的基波电流，变换公式如式(3)所示：

将三相负载电流信号减去所得基波电流，即可得到三相谐波电流分量，进而完成对谐波电流的检测工作，当需要对系统谐波及无功同时进行检测时，断开图中iq路径即可，对iq进行反变换可得到系统无功电流。

2、直流电压一级控制：

三相换流器每相的三个直流电容的给定电压值的和与三个直流电容电压实际值的和作差，经pi调节器得到调节直流电压的指令信号，指令信号与相应相电压同相的正弦函数相乘得到有功电流分量；

3、电流跟踪：

三相负载电流与总体有功电流作差得到三相指令电流信号和

三相指令电流信号和分别与三相换流器输出电流ina、inb、inc作差后得到偏差信号δi，将偏差电流信号送入由准pr控制器和重复控制器构成的复合控制器中，所述偏差电流信号分别送入准pr控制器和重复控制器中，经准pr控制器和重复控制器处理后的信号叠加形成调制信号；

通常情况下，pr控制器的一般传递函数为：

式中，ωn为pr控制器的谐振频率，kp为pr控制器的比例系数、kin为谐振系数,即对谐振频率的增益。

图5为谐振频率f＝50hz(ωn＝100πrad/s)，比例系数kp＝0.5，谐振系数kin＝20的时候，pr控制器频率响应的伯德图。pr控制器可以看作是pi控制器将谐振频率点在频域中向左和向右一起平移ωn角频率，形成了一个在±ωn处都具有谐振点的控制器，它在±ωn(图5中为±50hz)处拥有非常大的增益，谐振系数kin和控制器在谐振点处的增益成正比，当kin越大，控制器在谐振点处增益越大，而在谐振频率点±ωn以外的频率处增益衰减的非常快，所以pr控制器有非常窄的带宽，这也导致其只能对角频率±ωn的信号有较好的控制特性。

pr控制器是一种理想情况下的控制器，由于负载波动，在真正的供电系统中，电网电压频率也会有小范围的波动，电网规范化标准规定电网电压频率波动允许的最大范围在±0.5hz之间。那么谐波波动的最大范围就变为±0.5nhz，n为谐波次数。频率波动范围越大，因为pr控制器的带宽很小，pr控制器对其的增益就会变得不稳定。说明在实际应用中存在电网电压波动、数字系统采样误差以及舍入误差和截断误差，想要将pr应用在实际工况中，用一阶低通滤波器来替代复频域下的积分器，则pr控制器的传递函数变为式(5)：

新的控制器式(5)被称作准pr控制器，式中kp为准pr控制器的比例系数、kin谐振系数，ωc是等效低通滤波器的截止频率。由于ωc远小于ωn，其表达式可简化为：

图6是准pr控制器的频率响应伯德图。其中谐振频率f＝50hz，比例系数为kp＝0.5，谐振系数为kin＝20，ωc分别为3rad/s、6rad/s、9rad/s时。

重复控制器的功能是可以把在一个稳定的闭环内周期性偏差进行有效的消除。这种算法主要以内模原理为依据,即在反馈控制系统中，若在稳定的闭环控制系统内包含相同的被控外部信号的动态模型，那么该系统就能够实现对输入信号无静差的跟踪。内模原理的本质就是在模型内部额外增设一个有外部信号控制的模型，使得系统稳定性不受模型内部输入影响，即使控制器输入信号含有大量干扰信号或者输入信号完全消失，控制器也可以依靠内部额外增设的外部信号控制模块保持控制系统的稳定性。假如没有内部额外增设的外部控制模型，当误差量接近0时，也就是控制器的反馈信号几乎等于给定信号，那么，此时的控制器输入信号就相当于是0，也就是没有了输入信号，系统就可能出现故障。所以，内模原理在内部模型额外增设外部信号控制模块很好的解决了控制器稳定性受输入信号影响的问题，可以使控制器成为不依赖外部变量的信号发生器，可以在没有外部给定的情况下发出控制信号。

无功和谐波电流作为给定信号，包含多个频率的信号，想要实现无静差跟踪，必须设置多个内膜，即对每一种频率的谐波信号都设置一个内模，这就导致内模数量很大，实际应用很难实现。谐波信号在每个工频周期的波形完全相同。因此可以选择这样的内模如式(7)为

上述公式中的l为输入的给定量的周期时间，由上式可以看出来此系统输入输出是有一定延时的，输出与输入具有正向反馈作用，如果输入的给定量是任意形状的，只要它具有基频倍数、循环、重复性，该给定量就会经过内模控制器累加，每个周期都会累加一次，输出的信号会有几个周期的延迟，也就是说第四个周期的输入信号为0，则第7或8个周期的输出量为前四个周期的累加量，类似于多个积分环节，给定周期信号的每个点在每个周期累加一次，相当于一个积分环节。

其离散形式为式(8)，对于其离散形式来说，相当于n个积分器串联，其中n为一个周期的采样次数。

本实施例的重复控制器原理图如图7所示，由图可见，所述重复控制器包括延时环节z^-n、被控对象的传递函数p(z)、增益系数kr、对补偿器s(z)以及被控对象p(z)进行相位补偿的超前补偿环节z^k、针对被控对象p(z)的补偿器s(z)，r(z)为给定输入量；y为系统输出量；e为输入输出间的偏差信号；rc为经过补偿后的参考信号；d(z)为扰动量；q(z)为辅助补偿器，为了使系统稳定，可以取一个小于1的常数或低通滤波器。

所述延时环节z^-n和传递函数q(z)构成正反馈内模；增益系数kr、补偿器s(z)和对补偿器s(z)以及被控对象p(z)进行相位补偿的超前补偿环节z^k构成补偿器。

本实施例中重复控制和准pr控制是同时工作，具体结构如图4b所示，两个控制器的输入信号相同，各自输出信号叠加后进入下一环节。准pr和重复控制的输出信号实际上均是调制波的一部分，和电容均压信号叠加后形成完整调制波，经过载波层叠输出pwm。

4、直流电容电压二级控制：

三相换流器每相的三个直流电容的给定电压值分别与三个直流电容实际电压值作差，经pi调节后叠加在调制波上；

调制信号数据经过调制算法的运算，得到带死区的pwm信号。

系统的主程序流程图如图19所示。本系统采用f28335进行控制，主程序主要完成系统初始化以及故障检测等内容，中断程序包括ad采样，锁相环以及直流电压与补偿电流策略的实现。在图19所示的系统的主程序流程图中，在系统在刚开始运行时候关闭一切中断后进行系统的初始化，完成了程序中所用到的各个单元的初始设定。在初始化完成后开中断，启动定时器，等待中断。

中断子程序的流程图如图20所示。ad中断用于完成谐波电流的采样、查询正弦表方式的软件锁相环、坐标变换、数字滑动均值滤波计算、直流侧电压的控制以及电流跟踪控制算法运算，发送数据给fpga，在fpga实现独特调制算法以后产生24路pwm波。

如图21和图22所示为本发明硬件电路实际输出波形图，图21为补偿前三相电网电流波形，图22为补偿后三相电网电流波形，由图21可见，补偿前三相电网电流波形失真严重，通过本实施例的补偿控制方法，其输出波形明显平滑并且没有较大毛刺现象出现，通过频谱分析，电流畸变率完全符合国标标准，说明本实施例的有源电力滤波系统及补偿方法具有良好的谐波抑制效果。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。