电极组件、送电装置、受电装置以及无线电力传输系统的制作方法

本公开涉及电极组件、送电装置、受电装置、以及无线电力传输系统。

背景技术：

近年来，对便携电话机以及电动汽车等伴随移动性的设备无线地即非接触地传输电力的无线电力传输技术的开发在不断推进。在无线电力传输技术中有电磁感应方式以及电场耦合方式等方式。这当中，基于电场耦合方式的无线电力传输系统在一对送电电极和一对受电电极对置的状态下从一对送电电极对一对受电电极无线传输交流电力。专利文献1以及专利文献2公开了这样的基于电场耦合方式的无线电力传输系统的一例。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2013/140665号

专利文献2：jp特开2010-193692号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

本公开提供使基于电场耦合方式的无线电力传输系统的电力传输的效率提升的技术。

用于解决课题的手段

本公开的一个方案所涉及的电极组件用在电场耦合方式的无线电力传输系统中的送电装置或受电装置中。所述电极组件具备：作为送电电极对或受电电极对的第1电极以及第2电极；和连接在所述送电装置或所述受电装置中的电力变换电路与所述第1电极以及第2电极之间的匹配电路。所述电力变换电路具备第1端子以及第2端子，将从电源输出的电力变换成传输用的交流电力并从所述第1端子以及第2端子输出，或者，将输入到所述第1端子以及第2端子的交流电力变换成负载所利用的其他形态的电力并输出。所述匹配电路具备：与所述第1电极连接的第1电感器；与所述第2电极连接的第2电感器；和连接在所述第1电极与所述第1电感器之间的布线、和所述第2电极与所述第2电感器之间的布线之间的第1电容器。所述第1电感器在所述第1电极的相反侧与所述电力变换电路的所述第1端子直接或间接连接。所述第2电感器在所述第2电极的相反侧与所述电力变换电路的第2端子直接或间接连接。

本公开的总括或具体的方案能以装置、系统、方法、集成电路、计算机程序或记录介质实现。或者，也可以以系统、装置、方法、集成电路、计算机程序以及记录介质的任意的组合实现。

发明的效果

根据本公开的技术，使基于电场耦合方式的无线电力传输系统的电力传输的效率提升。

附图说明

图1是示意表示基于电场耦合方式的无线电力传输系统的一例的图。

图2是表示图1所示的无线电力传输系统的概略结构的图。

图3是表示第1比较例中的系统结构的图。

图4是表示第2比较例中的系统结构的图。

图5a是表示图3所示的送电装置中的谐振器对的结构的图。

图5b是表示图4所示的送电装置中的谐振器对的结构的图。

图6是本公开的例示性的实施方式中的电极组件的概略图。

图7a是表示匹配电路的第1变形例的图。

图7b是表示匹配电路的第2变形例的图。

图7c是表示匹配电路的第3变形例的图。

图7d是表示匹配电路的第4变形例的图。

图7e是表示匹配电路的第5的变形例的图。

图7f是表示匹配电路的第6的变形例的图。

图8是表示本公开的例示性的实施方式中的无线电力传输系统的结构的图。

图9是示意表示2个电感器的结构例的图。

图10是示意表示送电装置中的电力变换电路的结构例的图。

图11是示意表示受电装置中的电力变换电路的结构例的图。

图12是表示无线电力传输系统的第1变形例的图。

图13是示意表示无线电力传输系统的第2变形例的图。

图14是示意表示无线电力传输系统的第3变形例的图。

图15是示意表示无线电力传输系统的第4变形例的图。

具体实施方式

(成为本公开的基础的见解)

在说明本公开的实施方式前，说明成为本公开的基础的见解。

图1是示意表示基于电场耦合方式的无线电力传输系统的一例的图。所谓“电场耦合方式”，是指通过包含多个送电电极的送电电极群与包含多个受电电极的受电电极群之间的电场耦合(也称作电容耦合)来从送电电极群对受电电极群无线传输电力的传输方式。为了简单而说明送电电极群以及受电电极群各自包含2个电极的对的情况的示例。送电电极群以及受电电极群各自可以包含3个以上电极。在该情况下，对送电电极群以及受电电极群的各自中的相邻的任意的2个电极施加相反相位的交流电压。

图1所示的无线电力传输系统是对无人搬运车(agv)即移动体10无线传输电力的系统。移动体10例如能在工厂或仓库中用在物品的搬运中。在该系统中，在地板面30配置平板状的一对送电电极120。移动体10具备在电力传输时与一对送电电极120对置的一对受电电极。移动体10用一对受电电极接受从一对送电电极120传输的交流电力。接受到的电力被提供给移动体10所具备的马达、二次电池或蓄电用的电容器等负载。由此，进行移动体10的驱动或充电。

在图1中示出表示相互正交的x、y、z方向的xyz坐标。在以下的说明中使用图示的xyz坐标。将送电电极120所延伸的方向设为y方向，将与送电电极120的表面垂直的方向设为z方向，将与y方向以及z方向垂直的方向即送电电极120的宽度方向设为x方向。另外，本申请的附图所示的结构物的朝向是考虑到说明的理解容易度而设定的，本公开的实施方式并不对现实中实施时的朝向有任何限制。另外，附图所示的结构物的整体或一部分的形状以及大小也并不限制现实的形状以及大小。

图2是表示图1所示的无线电力传输系统的概略结构的图。该无线电力传输系统具备送电装置100和移动体10。

送电装置100具备一对送电电极120、匹配电路180和电力变换电路110。电力变换电路110将从电源310输出的电力变换成传输用的交流电力并输出。电力变换电路110例如能包含逆变电路等交流输出电路。电力变换电路110例如将从电源310提供的直流电力变换成交流电力并输出到一对送电电极120。电源310可以是交流电源。在该情况下，电力变换电路110将从电源310提供的交流电力变换成不同频率或电压的交流电力，并输出到一对送电电极120。匹配电路180连接在电力变换电路110与一对送电电极120之间。匹配电路180使电力变换电路110与一对送电电极120之间的阻抗的匹配度提升。

移动体10具备受电装置200和负载330。受电装置200具备一对受电电极220、匹配电路280和电力变换电路210。电力变换电路210将一对受电电极220所接受到的交流电力变换成负载330所要求的电力，并提供给负载330。电力变换电路210例如能包含整流电路或频率变换电路等各种电路。在受电电极220与电力变换电路210之间插入减低阻抗的不匹配的匹配电路280。

负载330例如是马达、蓄电用的电容器、或二次电池等消耗或蓄积电力的设备。通过一对送电电极120与一对受电电极220之间的电场耦合，在两者对置的状态下以无线传输电力。传输的电力被提供到负载330。

在该示例中，各送电电极120与地板面30大致平行配置。各送电电极120也可以与地板面30交叉配置。例如在配置于壁的情况下，各送电电极120能与地板面30大致垂直配置。移动体10中的各受电电极220也能与地板面交叉配置，以使得与送电电极120对置。如此地，受电电极220的配置对应于送电电极120的配置而决定。

图3是表示匹配电路180、280的电路结构的一例的图。该电路结构与专利文献2公开的结构类似。

送电装置100中的匹配电路180具备第1并联谐振电路130和第2并联谐振电路140。第1并联谐振电路130与电力变换电路110连接。第2并联谐振电路140配置于第1并联谐振电路130与一对送电电极120之间。第2并联谐振电路140与一对送电电极120连接，与第1并联谐振电路130进行磁耦合。第1并联谐振电路130具有将线圈l1和电容器c1并联连接的结构。第2并联谐振电路140具有将线圈l2和电容器c2并联连接的结构。线圈l1和线圈l2构成以耦合系数k1进行耦合的变压器。线圈l1与线圈l2的匝数比(1：n1)被设定成实现所期望的变压比的值。

受电装置200中的匹配电路280具备第3并联谐振电路230和第4并联谐振电路240。第3并联谐振电路230与一对受电电极220连接。第4并联谐振电路240配置于第3并联谐振电路230与电力变换电路210之间，与第3并联谐振电路230进行磁耦合。电力变换电路210将从第4并联谐振电路240输出的交流电力变换成直流电力并提供给负载330。第3并联谐振电路230具有将线圈l3和电容器c3并联连接的结构。第4并联谐振电路240具有将线圈l4和电容器c4并联连接的结构。线圈l3和线圈l4构成以耦合系数k2进行耦合的变压器。线圈l3与线圈l4的匝数比(n2：1)被设定为实现所期望的变压比的值。

4个并联谐振电路130、140、230、240的谐振频率一致，电力变换电路110输出与该谐振频率相等频率的交流电力。由此，各并联谐振电路130、140、230、240在电力传输时成为谐振状态。

送电电极120和受电电极22配置成相互靠近并对置。在送电电极120与受电电极220之间能设置相对介电常数高的电介质。根据这样的结构，能使2个送电电极120与2个受电电极220之间的电容cm1、cm2成为尽量高的状态。使电容cm1、cm2成为尽量高的状态来传输电力的理由在于，即使送电电极120与受电电极220的相对位置发生变化，也能稳定传输电力。在电容cm1、cm2非常大的情况下，电极120、220的阻抗变得远比谐振时的并联谐振电路230、240的阻抗小。其结果，即使送电电极120与受电电极220的相对位置上发生变化而使得电容cm1、cm2变动，也能减小给负载330带来的电压的变动。

如此，在图3所示的结构中，为了减小电极120、220的阻抗而需要加大电容cm1、cm2。因此，尽可能减小电极间的距离且在电极间配置介电常数高的电介质。

但在这样的结构中，在送电装置100以及受电装置200的相互的配置关系中产生制约。为了能在广泛用途中应用，期望即使在电极间不设电介质而设为空隙的情况下也能维持高的传输效率。另外，期望即使在电极120、220间的距离比较长的情况下(例如5mm～数十mm)也能维持高的传输效率。

图4示出能解决上述的课题的电路结构的一例。在图4的示例中，匹配电路180、280分别具备串联谐振电路与并联谐振电路的组合。送电装置100中的匹配电路180具备串联谐振电路130s和并联谐振电路140p。受电装置200中的匹配电路280具备并联谐振电路230p和串联谐振电路240s。根据这样的结构，即使在电极120、220间的电容小的情况下也易于实现阻抗匹配。

参考图5a以及图5b来说明图4的结构的优点。

图5a表示图3所示的送电装置100中的谐振器对的结构。图5b表示图4所示的送电装置100中的谐振器对的结构。

在图5a所示的结构中，电源侧(图的左侧)以及电极侧(图的右侧)两方的谐振器是并联谐振电路。因此，谐振时、即在传输频率f1与谐振频率f0一致的情况下的阻抗在两谐振器都接近于无限大。因此，难以使电源输出端子侧的低的输出阻抗和电极输入部侧高的输入阻抗匹配。

另一方面，在图5b所示的结构中，由于电源侧的谐振电路是串联谐振电路，因此易于使电源输出端子侧的低的输出阻抗和电极输入部侧的高的输入阻抗匹配。串联谐振电路由于谐振时阻抗接近于零(0)，因此适合与低的输入输出阻抗的外部电路的匹配。另一方面，并联谐振电路由于谐振时阻抗接近于无限大，因此适合与高的输入输出阻抗的外部电路的匹配。因而，通过如图5b所示的结构那样，在低的输出阻抗的电源输出端子侧配置串联谐振电路，在高的输入阻抗的电极输入部侧配置并联谐振电路，能容易地实现阻抗匹配。

上述并不限于送电装置100，关于受电装置200也同样成立。即，如图4所示那样，通过在靠近受电电极220侧配置并联谐振电路，在靠近负载330侧配置串联谐振电路，能容易地实现受电装置200中的阻抗匹配。

如此地，根据图4所示的结构，能提高阻抗的匹配度，使电力传输的效率提升。但本申请发明者通过进一步重复研讨，想到能进一步使电力传输效率提升的匹配电路的结构。

图6是表示具备这样的匹配电路和2个电极的电极组件的概略结构的示例的图。该电极组件50用在电场耦合方式的无线电力传输系统中的送电装置或受电装置中。电极组件50具备：作为送电电极对或受电电极对的第1电极20a以及第2电极20b；和匹配电路80。

对电极20a、20b，在电力传输时施加相互相反相位的电压。在本说明书中所谓“相反相位”，是指相位差比90度大且比270度小。典型地，对电极20a、20b施加相位约180度不同的交流电压。匹配电路80连接在送电装置或受电装置中的电力变换电路60与电极20a、20b之间。

电力变换电路60具备第1端子60a以及第2端子60b。在将电力变换电路60搭载于送电装置的情况下，电力变换电路60将从电源输出的电力变换成传输用的交流电力并从第1端子60a以及第2端子60b输出。在将电力变换电路60搭载于受电装置的情况下，电力变换电路60将输入到第1端子60a以及第2端子60b的交流电力变换成负载所利用的其他形态的电力，并输出。

匹配电路80包含：与第1电极20a连接的第1电感器lt1；与第2电极20b连接的第2电感器lt2；和第1电容器ct1。第1电容器ct1连接在第1电极20a与第1电感器lt1之间的布线40a、和第2电极20b与第2电感器lt2之间的布线40b之间。有时也将第1电容器ct1称作“并联电容元件”。第1电感器lt1在与第1电极20a连接的端子的相反侧的端子与电力变换电路60的第1端子60a直接或间接连接。第2电感器lt2在与第2电极20b连接的端子的相反侧的端子与电力变换电路60的第2端子60b直接或间接连接。

在电力变换电路60与电感器lt1或lt2之间，能插入其他电感器、电容器、滤波器电路或变压器等电路要素。在该情况下，电感器lt1或lt2与电力变换电路60的端子60a或60b间接连接。

通过将具备以上的结构的电极组件50设于送电装置以及受电装置的至少一方，如之后详细说明的那样，能更加提升匹配性，能进一步提升电力传输的效率。

第1电感器lt1与第2电感器lt2的耦合系数k例如被设定成满足-1＜k＜0的值。作为结果，第1电感器lt1以及第2电感器lt2可以起到共模扼流滤波器的功能。由此，还能减低会成为向电极侧输出的不需要辐射的要因的共模噪声的强度。在该情况下，有时将包含第1电感器lt1、第2电感器lt2以及第1电容器ct1的谐振器称作“共模扼流谐振器”。

在以下的说明中，表征电感器的lt1、lt2等参考附图标记还用作表征该电感器的电感值的记号。同样地，表征电容器的ct1等参考附图标记还用作表征该电容器的电容值的记号。

在本公开的实施方式中的匹配电路80中，在电感器lt1和lt2以耦合系数k进行磁耦合的基础上，作为结果，在电感器lt1与lt2的对产生的漏电感和电容器ct1的电容构成谐振环。共模扼流谐振器的谐振频率f0、电感lt1、lt2以及电容ct1满足以下的数学式1的关系。

[数学式1]

在实际的设计中，由于在电力变换电路60的侧追加的电路以及在电极20a、20b侧追加的电路的影响、以及输入输出的阻抗等的关系，严密地说，存在在上式的值与实际的谐振频率之间产生差异的情况。在该情况下，谐振频率也被设计成从上式的值起大约50％以内的误差的范围。另外，将共模扼流谐振器的谐振频率f0和传输频率f1设定得大致相等。因此，传输的交流电力的频率f1例如能设定成数学式1所示的f0的值的0.5倍到1.5倍的范围内的值。

接下来，在共模扼流谐振器内中，将电感lt1以及lt2例如设定为相同值。若将一般的电感器的制造偏差的范围设为±20％以内，则电感lt1与lt2的差例如设定为40％以内。换言之，lt1与lt2的差比lt1以及lt2的平均值的0.4倍小。更优选地，将电感lt1与lt2的差设定为±10％以内。在该情况下，lt1与lt2的差比lt1以及lt2的平均值的0.1倍小。在本公开的实施方式的无线电力传输系统中，为了在电极面积的扩大有制约的过程中省面积地传输大电力，优选将与共模扼流谐振器的输出端连接的电极20a与电极20b的电压相位差保持在180度。将电感lt1和lt2保持相等关系到本公开的实施方式的无线电力传输系统中的电路对称性的维持，带来更优选的效果。

第1电容器ct1的电容值ct1如上述那样，根据lt1与lt2的关系来决定其值。

在电力传输时，在将从电力变换电路60输出的交流电力或输入到电力变换电路60的交流电力的电压的有效值设为v0、将第1电极20a与第2电极20b之间的电压的有效值设为v1时，例如满足v1/v0＞2.14。该下限值2.14例如是将对从200v的交流电源提供的交流能量平滑化的直流能量用作电力源并且线路间电压差设为交流低压基准上限值的600v的情况下的比率。另外，作为其他示例，也可以根据将对从100v的交流电源提供的交流能量进行平滑的直流能量用作电力源并且线路间电压差设为交流低压基准上限值的600v的情况下的比率，满足v1/v0＞4.28。另外，作为其他示例，也可以根据将对从100v的交流电源提供的交流能量进行平滑的直流能量用作电力源并且线路间电压差没为交流高压基准上限值的7000v的情况下的比率，满足v1/v0＜50。另外，作为其他示例，也可以根据将对从200v的交流电源提供的交流能量进行平滑的直流能量用作电力源并且线路间电压差设为交流高压基准上限值的7000v的情况下的比率，满足v1/v0＜25。当然，在即使线路间电压差成为相当于特高压基准的7000v以上的值也没有安全上的担心的情况下，本公开的实施方式的设计中的v1/v0的范围的上限没有限制。在将匹配电路80设置于送电装置的情况下，匹配电路80作为升压比v1/v2的升压电路发挥功能。在将匹配电路80设于受电装置的情况下，匹配电路80作为降压比v0/v1的高压电路发挥功能。

匹配电路80也可以包含图6所示的要素以外的电路元件。参考图7a到图7f来说明匹配电路80的其他示例。

图7a是表示匹配电路80的第1变形例的图。该匹配电路80还具备第2电容器ct2、第3电容器ct3和第3电感器lt3。第2电容器ct2作为串联电路元件而连接在第1电感器lt1与第1端子60a之间。第3电容器ct3作为串联电路元件而连接在第2电感器lt2与第2端子60b之间。第3电感器lt3作为并联电路元件而连接在第1电感器lt1与第2电容器ct2之间的布线、和第2电感器lt2与第3电容器ct3之间的布线之间。该结构可以是说在图6所示的结构中追加具有对称的电路结构的高通滤波器的结构。根据这样的结构，能使滤波器变得多级化，匹配性得以提升，因此能进一步提升传输效率。

图7b是表示匹配电路80的第2变形例的图。该匹配电路80还具备第2电容器ct2和第3电感器lt3。第2电容器ct2作为串联电路元件而连接在第1电感器lt1与第1端子60a之间。第3电感器lt3作为并联电路元件而连接在第1电感器lt1与第2电容器ct2之间的布线、和第2电感器lt2与第2端子60b之间的布线之间。该结构可以说是在图6所示的匹配电路的结构的前级追加了具有非对称的电路结构的高通滤波器的结构。与图7a的结构比较，虽然电路的正负对称性降低，但能削减元件数。通过这样的结构也能进一步提升传输效率。

图7c是表示匹配电路80的第3变形例的图。该匹配电路80还具备第3电感器lt3和第2电容器ct2。第3电感器lt3作为串联电路元件而连接在第1电感器lt1与第1端子60a之间。第2电容器ct2作为并联电路元件而连接在第1电感器lt1与第3电感器lt3之间的布线、和第2电感器lt2与第2端子60b之间的布线之间。该结构可以说是在图6所示的匹配电路的结构的前级追加了具有非对称的电路结构的低通滤波器的结构。通过这样的结构，也能进一步提升传输效率。

图7d是表示匹配电路80的第4变形例的图。该匹配电路80具备第3电感器lt3、第4电感器lt4和第2电容器ct2。第3电感器lt3连接在第1电感器lt1与第1端子60a之间。第4电感器lt4作为串联电路元件而连接在第2电感器lt2与第2端子60b之间。第2电容器ct2作为并联电路元件而连接在第1电感器lt1与第3电感器lt3之间的布线、和第2电感器lt2与第4电感器lt4之间的布线之间。第3电感器lt3和第4电感器lt4例如能涉及成以负的耦合系数进行耦合。该结构可以说是在图6所示的结构追加具有对称的电路结构的低通滤波器的结构。通过这样的结构，也能进一步提升传输效率。另外，图7d的结构也能看做是将图6所示的共模扼流谐振器多级连接的结构。所连接的共模扼流谐振器的级数并不限于2，也可以是3以上。

图7e是表示匹配电路80的第5的变形例的图。该匹配电路80还具备第3电感器lt3。第3电感器lt3连接在第1电感器lt1与第1端子60a之间。在除了第1电感器lt1与第2电感器lt2之间的耦合以外，为了匹配还需要例如不与第2电感器lt2耦合的电感器的情况下，通过这样的结构也能提升传输效率。

图7f是表示匹配电路80的第6的变形例的图。该匹配电路80还具备：与电力变换电路连接的串联谐振电路130s、和与串联谐振电路130s磁耦合的并联谐振电路140p。并联谐振电路140p与第1电感器lt1以及第2电感器lt2连接。该结构可以说是在图6所示的匹配电路的结构的前级追加图4所示的谐振电路130s、140p的结构。根据这样的结构，能进一步提高变压比，实现良好的特性。

图6到7f所示的各匹配电路既能用在送电装置中，也能用在受电装置中。在将各匹配电路用在送电装置的情况下，图的右侧的2个端子与2个送电电极分别连接，端子60a、60b例如能是逆变电路的端子。在将各匹配电路用在受电装置的情况下，图的右端的2个端子与2个受电电极连接，端子60a、60b例如能是整流电路的端子。

在本说明书中，有时将搭载于送电装置的电极组件称作“送电电极组件”，将搭载于受电装置的电极组件称作“受电电极组件”。在将电极组件搭载于送电装置的情况下，将第1电极以及第2电极各自称作送电电极。在将电极组件搭载于受电装置的情况下，将第1电极以及第2电极各自称作受电电极。在电力传输时，一对送电电极和一对受电电极对置。通过它们之间的电场耦合，来从一对送电电极对一对受电电极传输电力。

在送电电极组件以及受电电极组件的各自中，可以将第1电极以及第2电极的一方分割成并联的2个部分。在该情况下，在该2个部分之间配置第1电极以及第2电极的另一方。对该2个部分施加相同相位的电压。根据这样的结构，还能得到抑制第1电极与第2电极的边界上的泄漏电场的效果。在某示例中，该2个部分以及第1以及第2电极的另一方具有向相同方向延伸的结构。该2个部分的宽度例如能设定为接近于所述第2电极的宽度的一半的值。例如该2个部分的宽度能设定成所述第2电极的宽度的0.4倍以上且0.6倍以下。如此地，在将第1以及第2电极的至少一方分割成2个部分的结构中，对电力传输做出贡献的电极实质存在3个以上。在提到这样的结构时，有时将这3个电极称作“电极群”。

本公开的其他方案所涉及的送电装置具备上述的电极组件和所述电力变换电路。所述电力变换电路将从所述电源输出的电力变换成所述交流电力并输出。

本公开的再其他方案所涉及的受电装置具备上述的电极组件和所述电力变换电路。所述电力变换电路将从所述匹配电路输出的所述交流电力变换成所述其他形态的电力并输出。

本公开的再其他方案所涉及的无线电力传输系统具备上述的送电装置和上述的受电装置。

受电装置例如能搭载于移动体。本公开中的“移动体”并不限定于前述的搬运机器人那样的车辆，是指由电力驱动的任意的可动物体。移动体中例如包含具备电动马达以及1以上的车轮的电动车辆。这样的车辆例如能是前述的搬运机器人等无人搬运车(automatedguidedvehicle：agv)、电动汽车(ev)、电动推车、电动轮椅。本公开中的“移动体”中还包含没有车轮的可动物体。例如双腿步行机器人、多旋翼机等无人飞机(unmannedaerialvehicle：uav、所谓无人机)、有人的电动飞机以及电梯也包含在“移动体”中。

以下更详细地说明本公开的实施方式。其中有省略超出需要以上的详细的说明的情况。例如有省略已经广泛知道的事项的详细说明、对实质相同结构的重复说明的情况。这是为了避免以下的说明不必要地变得冗长，使本领域技术人员的理解容易。另外，发明者们为了本领域技术人员充分理解本公开而提供了附图以及以下的说明，并不意在由此限定权利要求书所记载的主题。以下的说明中，对相同或类似的构成要素标注相同参考附图标记。

(实施方式)

图8是表示本公开的例示性的实施方式中的无线电力传输系统的结构的图。本实施方式的无线电力传输系统利用在参考图1以及图2而说明的向移动体10的供电的用途中。

无线电力传输系统具备送电装置100和受电装置200。在图8中还示出作为本系统的外部的要素的电源310以及负载330。电源310以及负载330也可以包含在无线电力传输系统中。

送电装置100具备第1电力变换电路110、第1匹配电路180和2个送电电极120a、120b。第1匹配电路180连接在第1电力变换电路110与2个送电电极120a、120b之间。第1匹配电路180具有与图6所示的匹配电路80同样的结构。第1匹配电路180包含电感器lt1、lt2和电容器ct1。电感器lt1连接在电力变换电路110的一方的端子110a与一方的送电电极120a之间。电感器lt2连接在电力变换电路110的另一方的端子110b与另一方的送电电极120b之间。电容器ct1连接在电感器lt1与送电电极120a间的布线、和电感器lt2与送电电极120b间的布线之间。

受电装置200具备2个受电电极220a、220b、第2匹配电路280和第2电力变换电路210。第2匹配电路280连接在2个受电电极220a、220b与第2电力变换电路210之间。第2匹配电路280也具有与图6所示的匹配电路80同样的结构。第2匹配电路280包含电感器lt1、lr2和电容器cr1。电感器lr1连接在电力变换电路210的一方的端子210a与一方的受电电极220a之间。电感器lr2连接在电力变换电路210的另一方的端子210b与另一方的受电电极220b之间。电容器cr1连接在电感器lr1与受电电极220a之间的布线、和电感器lr2与受电电极220b之间的布线之间。

以下更详细地说明各构成要素。在以下的说明中，有时不区别送电电极120a、120b地记载为“送电电极120”。同样地，有时不区别受电电极220a、220b地记载为“受电电极120”。

图1所示的移动体10的外壳、送电电极120a、120b以及受电电极220a、220b各自的尺寸并没有特别限定，例如能设定为以下的尺寸。送电电极120a、120b的长度(图1所示的y方向的尺寸)例如能设定在50cm到20m的范围内。送电电极120a、120b各自的宽度(图1所示的x方向的尺寸)能设定在例如0.5cm到1m的范围内。移动体10的外壳的行进方向以及横向上各自的尺寸例如能设定在20cm到5m的范围内。受电电极220a、220b各自的长度(即行进方向上的尺寸)例如能设定在5cm到2m的范围内。受电电极220a、220b各自的宽度(即横向上的尺寸)例如能设定在2cm到2m的范围内。送电电极对之间的空隙、以及受电电极对之间的空隙例如能设定在1mm到40cm的范围内。送电电极120a、120b与受电电极220a、220b之间的距离例如能是5mm到30mm程度。但并不限定于这些数值范围。

负载330例如能包含驱动用的电动马达、以及蓄电用的电容器或二次电池。负载330通过从电力变换电路210输出的直流电力而驱动或充电。

电动马达能是直流马达、永久磁铁同步马达、感应马达、步进马达、磁阻马达等任意的马达。马达经由轴以及齿轮等使移动体10的车轮旋转，使移动体10移动。对应于马达的种类，电力变换电路210能包含整流电路、逆变电路、逆变器控制电路等各种电路。电力变换电路210也可以为了驱动交流马达而包含将受电的能量(即交流电力)的频率直接变换成用于驱动马达的频率的转换器电路。

电容器例如能是双电层电容器或锂离子电容器等高电容且低电阻的电容器。通过将这样的电容器用作蓄电器，与使用二次电池的情况相比能进行更急速的充电。也可以取代电容器而使用锂离子电池等二次电池。在该情况下，虽然充电所需的时间增加，但能蓄积更多的能量。移动体10通过蓄积于电容器或二次电池的电力驱动马达来进行移动。

若移动体10移动，则电容器或二次电池的蓄电量降低。因此，为了继续移动而需要再充电。由此，移动体10若在移动中充电量低于给定的阈值，就移动到送电装置100的近旁，进行充电。该移动可以在未图示的中央管理装置的控制下进行，也可以移动体10自主判断而进行。送电装置100能设置在工厂内的多处。

送电装置100中的匹配电路180使电力变换电路110的阻抗和送电电极120a、120b的阻抗匹配。电感器lt1和电感器lt2能作为以给定的耦合系数进行耦合的共模扼流滤波器而发挥功能。这些电感器lt1、lt2的电感值设定为大致相等的值。

图9是示意表示2个电感器lt1、lt2的结构例的图。在该示例中，2个电感器lt1、lt2卷绕在圈状或环状的磁性体即磁芯410的周围。磁芯410例如能是软磁性的铁氧体磁芯。电感器lt1、lt2被配置成经由磁芯410实现负的耦合系数的朝向。具体地，若将电感器lt1、lt2的耦合系数设为k，则-1＜k＜0。耦合系数k越接近-1，出于传输效率的观点就能得到越良好的特性。另外，在对电感器lt1、lt2从图9的左侧输入输出端子输入同相的电流的情况下，不向图9右侧的输出端子输出同相的电流。根据这样的结构，能抑制会在电路前级产生的共模噪声传递到后级的概率。

电感器lt1、lt2不一定非要具有图9那样的结构。电感器lt1、lt2各自可以为了得到低损耗特性而具有空芯结构。另外，耦合系数例如用jisc5321规定的方法进行测定。

电容器ct1能设计成在与电感器lt1、lt2的漏电感之间进行谐振。包含电感器lt1、lt2以及电容器ct1的共模扼流谐振电路的谐振频率能设计成与电力变换电路110输出的交流电力的频率f1相等的值。该谐振频率例如可以设定在传输频率f1的50～150％程度的范围内的值。电力传输的频率f1例如能设定为50hz～300ghz，在某示例中能设定为20khz～10ghz，在其他示例中能设定为20khz～20mhz，在再其他示例中能设定成80khz～14mhz。

受电装置200中的电感器lr1、lr2以及电容器cr1也具有与送电装置100中的电感器lt1、lt1以及电容器cr1分别同样的结构。

各电感器lt1、lt2、lr1、lr2例如能是利用包含铜或铝等材料的漆包绞线或绞合线等的绕组线圈。也可以使用形成于电路基板上的平面线圈或层叠线圈。在各电容器ct1、cr1中能利用例如具有芯片形状或引线形状的所有类型的电容器。还能使隔着空气的2布线间的电容作为各电容器发挥功能。

图10是示意表示送电装置100中的电力变换电路110的结构例的图。在该示例中，电源310是直流电源。电力变换电路110包含：包含4个开关元件的全桥型的逆变电路；和控制电路112。各开关元件例如能包含igbt或mosfet等晶体管。控制电路112具有：输出控制各开关元件的导通(接通)以及非导通(断开)的状态的控制信号的栅极驱动器；和使栅极驱动器输出控制信号的处理器。处理器例如能是微控制器单元(mcu)中的cpu。也可以取代图10所示的全桥型的逆变电路而使用半桥型的逆变电路或e级等其他振荡电路。

电力变换电路110可以具有通信用的调制解调电路、以及测定电压、电流等的各种传感器等其他要素。在电力变换电路110具有通信用的调制解调电路的情况下，能叠加到交流电力来将数据发送到受电装置200。在电源310是交流电源的情况下，电力变换电路110将输入的交流电力变换成频率或电压不同的电力传输用的交流电力。

图11是示意表示受电装置200中的电力变换电路210的结构例的图。在该示例中，电力变换电路210是包含二极管桥和平滑电容器的全波整流电路。电力变换电路210可以具有其他整流器的结构。电力变换电路210可以除了包含电力变换电路210以外，还包含恒电压/恒电流控制电路、通信用的调制解调电路等各种电路。电力变换电路210将接受到的交流能量变换成负载330能利用的直流能量。测定电压、电流等的各种传感器可以包含在电力变换电路210中。在负载330所利用的能量是交流能量的情况下，电力变换电路210构成为输出交流能量，而不是直流。

电源310例如可以是商用电源、一次电池、二次电池、太阳能电池、燃料电池、usb(universalserialbus，通用串行总线)电源、高电容的电容器(例如双电层电容器)、与商用电源连接的电压变换器等任意的电源。电源310既可以是直流电源，也可以是交流电源。

接下来说明本实施方式的效果。

在本实施方式中，与图3以及图4所示的各例不同，没有在谋求高的比率的升降压特性的匹配电路180、280中串联插入变压器(transformer)的结构。在图3以及图4的各例中，为了实现高的升压比或降压比，不得不使电感比l2/l1以及l3/l4高。例如在图3的示例中，电感比l2/l1以及l3/l4能成为数十程度的高的值。在图4的示例中，电感比l2/l1以及l3/l4也能成为高的值。提升低的电感的电感器的q值是困难的，在提升高的电感的电感器的q值时也有制约。另外，插入变压器所引起的损耗较强依赖于构成该变压器的电感器间的耦合系数的绝对值。因此，谋求电感器对较强地进行耦合。在这些示例中，难以以损耗低的电感器的组合实现低损耗变压器。另外，由于若使用高的电感的电感器，就会招致自谐振频率的降低，易于招致谐波噪声的泄漏。

与此相对，在图8所示的实施方式中，将电感lt1、lt2设定为大致相等的值，将电感lr1、lr2也设定成大致相等的值。同程度的电感的电感器由于易于以同程度形成内径等尺寸，因此作为结果，易于提高两电感器间的耦合。另外，还从由于单方的电感器的损耗而作为电感器对整体产生损耗这样的制约得到解放。因此，能容易地以低损耗的电感器的组合实现高效率的匹配电路。

进而在本实施方式中，还起到减低噪声的效果。由于是在与各电极相连的路径中串联插入电感器的结构，因此抑制了谐波噪声。特别在比-1大且不足-0的范围内设计电感器lt1、lt2间的耦合系数以及电感器lr1、lr2间的耦合系数的情况下，噪声抑制效果进一步显著。

本发明的发明者在图3(比较例1)、图4(比较例2)、图8(实施例)各自的结构中对传输高频电力的情况的传输特性进行了比较。其结果，能得到表1所示的结果。

[表1]

表1的结果在以下的条件下得到。将电极120a-220a、电极120b-220b间的耦合电容分别设为80pf、将传输频率设为480khz来进行解析。输入直流电压是200v，传输电力是2kw。在各例的匹配电路中存在大量电感器对。将这些耦合系数的绝对值最大限制为0.8来进行解析。发热的值是将比较例2中的送电侧的电感器l1中的发热量设为100而归一化的值。3倍波电感器电流的值是将流过比较例2中的电感器l1的3倍波电流设为100而归一化的值。在表1中，关于比较例1以及比较例2，示出电感器l1的3倍波电流，在实施例中示出电感器lt1的3倍波电流强度。

如从表1所知的那样，在实施例中，与比较例1、2比较，还确认到传输效率提升，匹配电路内的电感器的发热的总和得到抑制，流过匹配电路内的电感器的3倍波电流的总和减低。

接下来说明本实施方式的变形例。

匹配电路180、280并不限于图8所示的结构，能有多样的变形。匹配电路180、280各自例如能采取图7a到图7f所示那样的种种结构。

图12是表示匹配电路180、280各自具有图7d所示的结构的示例。如该示例那样，通过将2个电感器与并联电容元件的组合多级连接，能使传输效率进一步提升。能确认到在与前述的仿真同样的条件下，传输效率提升到89.2％。

图13表示匹配电路180具有图7c所示的结构、匹配电路280具有图7a所示的结构的示例。图14表示匹配电路180具有图7e所示的结构、匹配电路280具有与图8同样的结构的示例。如这些示例那样，匹配电路180、280不需要具有同样的电路结构。

图15表示匹配电路180、280各自具有图7f所示的结构的示例。送电侧的匹配电路180在电力变换电路110与共模扼流谐振器之间具备串联谐振电路130s以及并联谐振电路140p。受电侧的匹配电路280在电力变换电路210与共模扼流谐振器之间具备串联谐振电路230s以及并联谐振电路240p。通过如此地利用变压器，使匹配电路180的升压比以及匹配电路280的降压比增加变得容易。只要能以更低的电压的电源使电力变换电路10(例如频率变换电路)驱动，不需要高价功率半导体就能谋求装置的低成本化。另外，在耦合电极部(即电极120、220)中的耦合电容有制约的情况下，也能以省面积的电极发送大电力。

上述的实施方式中的各电极具有向相同方向平行延伸的结构，但也可以根据用途而并非这样的结构。例如各电极可以具有正方形等矩形形状。只要是这样的矩形形状的多个电极在一个方向上并排的形态，就能运用本公开的技术。另外，全部电极的表面位于同一平面上并不是必须的要件。进而，各电极的表面不需要具有完全平面的形状，例如也可以具有弯曲的形状或含凹凸的形状。这样的表面也是只要概略地是平面，就称作“平面状的表面”。另外，各电极也可以相对于路面倾斜。

本公开的实施方式中的无线电力传输系统如前述那样能作为工厂内的物品的搬运用的系统而利用。移动体10具有装载物品的载货台面，在工厂内自主地移动而作为将物品搬运到需要场所的平板车发挥功能。但本公开中的无线电力传输系统以及移动体并不限定于这样的用途，还能在其他种种用途中利用。例如移动体并不限于agv，也可以是其他产业机械、服务机器人、电动汽车、叉式升降车、多旋翼机(无人机)、电梯等。无线电力传输系统并不限于工厂内，例如能在店铺、医院、家庭、道路、跑道、其他全部场所利用。

产业上的可利用性

本公开的技术能利用在由电力驱动的任意的设备。例如能利用在电动汽车(ev)、工厂中所用的无人搬运车(agv)、叉式升降车、无人飞机(uav)或电梯等移动体中。

附图标记的说明

10移动体

20a、20b电极

30地板面

40a、40b布线

50电极组件

60电力变换电路

60a、60b端子

80匹配电路

100送电装置

110电力变换电路

120送电电极

130第1并联谐振电路

130s送电侧串联谐振电路

140第2并联谐振电路

140p送电侧并联谐振电路

180匹配电路

200受电装置

210电力变换电路

220受电电极

230第3并联谐振电路

230p受电侧并联谐振电路

240第4并联谐振电路

240s受电侧串联谐振电路

280匹配电路

310电源

330负载。