专利名称：高效开关式调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关式调节器，特别涉及高效开关式调节器，其内开关元件的损耗被降低到最小程度。
开关式调节器作为低损耗电源具有广泛的应用。一种特别的应用是在功率(power)整流器的前端，利用脉宽调制技术来控制该整流器，以便在输入AC供电线路上提高功率因数。选择高效的调节器可使整个功率处理系统具有高效率。据此，利用受控波形和精确定时设计开关调节器，以使各种非线性开关元件的开关转换过渡期的损耗降低到最小程度。这些调节器包括在侧重接近零或零电压开关转换的电路布局中。在零电压开关转换期间，当功率开关的电压处在基本上是零电平时，完成向有源功率(active power)开关的导通状态的导通转换。在某些情况下，电路的其它开关转换元件可能被控，以便在零或近零电压时实现开关转换。
该电路的一个特定的例子是用于实现零或近零电压开关转换的升压调节器。这种电路可能真正达到低耗或无耗开关转换的标准(至少对于有源功率开关)，但是为了达到近零或零电压开关转换而增加的电路会引起其它的过渡现象，这会降低零电压开关转换的效率增益，还会进一步引起功率调节器的其它电路元件上不希望有的反应。
开关升压调节器包括辅助电路，它具有辅助开关和电感，连接起来使调节器以近零或零电压开关转换方式(此后标记为ZVS)工作，它通过减小;辅助电路(用来完成ZVS工作方式)中的损耗，从而实现较大的效率改善。损耗降低电路与辅助电路一起，减少接通和导通损耗，并抑制辅助电路元件的振荡。
损耗降低电路包括用于减少辅助电路(用来箝位和整流)的无源开关元件中导通和开关损耗的电路。用于减少辅助开关的振荡和反向峰压的电路，它包括吸收箝位电路的瞬态能量的电路，以及耗散存贮在辅助电路磁存贮元件中能量的电路。
图1示出一种常规的开关升压型调节器的原理图。
图2示出具有降低损耗的ZVS电路的开关升压型调节器的原理图。
图3示出图2所示开关升压调节器的各种工作波形图。
图4示出具有降低损耗的ZVS电路的另一种开关升压型调节器的原理图。
图1示出一种典型的现有技术的升压开关式调节器，它可用来将输入的直流(DC)电压(如加在连接到电感L1的输入端电压Vg)转换为在输出端上输出的具有更高DC电压电平的DC输出电压(Vout)。该电压电平的变换是周期性地在功率开关Q1施加偏压使其进入导通状态从而建立流过电感L1的电流而完成的。在每一次周期性的导通时间之后，功率开关Q1被周期性地偏置不导通，而此时电感L1的惯性电流特性偏置整流二极管D1使其导通，将电感L1中存贮的能量耦合到输出端，输出端的DC电压电平高于输入DC电压Vg的电压电平。图1中所示形式的升压调节器在功率开关Q1和整流二极管D1中有很大的开关损耗，在很多应用中，这种降低的效率是不能接受的。
可以设计一种升压型开关调节器，采用ZVS开关转换技术，通过控制有源和无源开关转换元件，改变在过渡期间它们各自的导通状态(此时开关转换元件电压基本上保持零值)，从而大大提高了效率。
在图2的升压调节器，辅助网络包括FET辅助开关Q2和电感L2，它可被控制以使功率开关Q1按ZVS开关转换，还被控制来吸收与整流二极管D1的开关转换有关的能量。二极管能量由二极管D1的开关转换所引起，并由网络吸收，该能量是当二极管由导通过渡到截止模式时，与反向复原期间产生的电流有关的能量。功率开关Q1具有能量损失，这是由于非零电压/电流损耗和部分由于其固有电容CQ1存贮电荷的缘故。应用这种ZVS网络，电路典型地降低了出现在初级供电系统的损耗约一半。
ZVS调节器的辅助网络，包括辅助开关Q2以及电感L2，它本身就有很大的接通和导通损耗，该损耗降低了主供电系统电路中得到的能量节余。辅助网络中另外的损耗由开关转换过渡时发生的辅助开关Q2的电压振荡引起。该振荡给整个电路的EMI(抗电磁干扰)性能带来不利影响。
对辅助网络进行修改，可以提高ZVS电路的效率，这包括增加电感器T1，它有两个绕组TW1和TW2，电感耦合，绕组TW1与绕组TW2电气上串联。绕组TW1与辅助开关Q2电气上串联，以大幅度地降低由辅助开关Q2转换的电流电平。第二绕组TW2由箝位二极管D2连接到输出端Vout。该二极管D2的反向复原将附加的大量转换和导通损耗引入调节器。
此外，将降耗电路加入到辅助网络，以提高调节器的整体效率，这是通过将辅助网络传导的电流减少到远小于调节器的输出电流的电平，以及通过消除或至少大幅度地降低调节器中二极管的反向复原损耗来实现的。辅助网络还包括附加的电路来吸收损耗和降低由辅助网络元件的转换动作引起的振荡。
在图2的调节器基本工作过程中，在有源开关Q1或Q2偏置导通之前，电流起初电压源Vg经电感L1和二极管D1流到输出端Vout。在每一工作周期接通的第一开关是辅助开关Q2。开关Q2。开关Q2恰在功率开关Q1接通之前，在定时标记T0处，由图3中的波形VGS2标识的一脉冲偏置导通。辅助开关Q2的导通时间与驱动脉冲电压VGS2的持续时间相符，VGS决定了开关Q2的导通时间。电压脉冲驱动功率开关Q1，如图3中波形VGS1所示，共持续时间从T1延伸到T3。辅助开关Q2相应的导通时间，如图示，被定时以全部覆盖功率开关Q1的接通过渡时间。
辅助开关Q2的导通引起在电感L2中建立第一电流。该电流由图3中所示的波形ILR在时间标记T0处示出。磁器件T1的电感耦合绕组TW1和TW2引起正向偏置的二极管D2中流动的第二电流，它与第一电流成比例。当第一和第二电流(由图3中波形ILR和ITS2示出)之和等于或超过输入电流时，节点N1的电压衰减到零。这使得功率开关Q1的固有电容CR全部放电。二极管D1被反向偏置，而二极管D1的反向复原能量被电感L2吸收。随着节点N1的电压基本为零，功率开关Q1被偏置导通，而没有开关损耗。在功率开关Q1变为导通之后不久，在时间标记T3，辅助开关Q2接着被偏置为不导通。随着辅助开关Q2不导通，电感L2中存贮的能量返回到输出端Vout。它到终端Vout的导通通路，包括流过二极管D3的电流以及通过电感耦合(由绕组TW1提供)并流经二极管D2的电流。在定时标记T5，功率开关Q1的后续偏置到不导通状态，是响应于调节控制电路来调节输出的电压。
辅助开关Q2两端的电压必须限制在其峰值电压额定值内。二极管D3将辅助开关的漏极连接到输出端Vout，对该电压箝位。辅助开关Q2的电压从而箝住到输出电压。当辅助开关Q2被偏置为不导通时，二极管D3中的电流必须基本上降低到零，以避免二极管D3中的反向复原损耗导致效率降低。与二极管D3串联的电阻R1的值，理想上约等于L2/C的平方根的一半，其中C是辅助开关Q2的漏极和源极两端之间呈现的总电容。电阻R1的实际值是100Ω的量级。
磁器件T1的磁化电感的复原把电压加在二极管D2上。复原能量由消散(dissipative)网络控制，它包括电阻R2和二极管D4，用于消散磁化电感的能量。该能量由图3所示的定时标记T3和T7之间的电流波形ITS2示出。电阻R2的实际值是几KΩ的量级。
当辅助开关Q2接通时，与二极管D3的反向复原有关的能量被一子网络吸收，它包括与电阻R3并联的二极管D5。该子网络与辅助开关Q2串联。该子网络吸收二极管D3的反向复原能量，并进一步地消除辅助开关Q2断开后ZVS电路振荡的趋势。电阻R3的实际值是几KΩ的量级。
通过结合考查与图2的电路相联系的图3的波形，考虑该电路的七个明显的工作模式的序列的工作，可以很容易地理解该电路的工作情况。所有波形的关键部分都由共同的定时标记Tx表示，其中x标记为0到8。图2中每一波形都用V表示电压，用I表示电流，而I和V加上下标表示具有特定波形特性的元件。波形VGS1和VGS2分别代表加到功率开关Q1和辅助开关Q2的电压脉冲。ILR，ITS1和ITS2分别是流经电感L2和经组TW1以及绕组TW2的电流波形。电压波形VDS1是功率开关Q1的漏极和源极两端的电压。电压波形VDS2是辅助开关Q2的漏极和源极两端的电压。电压波形VD2是二极管D2两端的电压。电压波形VT是绕组TW1两端的电压。流经二极管D3的电流由波形ID3示出，与下面的描述相联系，参照这些波形，可以使本领域的技术人员理解图2的电路的工作。
在定时标记T0之前的初始工作条件是功率开关Q1和辅助开关Q2均为不导通。由存贮在电路中的能量提供的功率通过二极管D1传送到输出端。
初始工作阶段包括定时标记T0和T1间的时间间隔。辅助开关Q2在定时标记T0接通，相应的通过电感L2的电流IL2开始线性增长。输出电流ID1继续流过输出二极管D1，并将电感性元件T1的耦合绕组两端的电压箝位到零电压。由波形IL2所示的电流，流经电感L2，继续线性增长。这同一电流出现在磁器件T1的耦合绕组tW1。该增长率随磁器件T1的耦合绕组的线圈比率N∶1调节。流经二极管D1的电流逐渐减少。其减少的速度与经过磁器件T1的两个绕组的电流之和增加的速度相同。在定时标记T1，流过磁器件T1两绕组的电流之和变为与流过电感L1的输入电流IIN的数值相同。从而二极管D1以软方式断开(即缓和的反向复原特性)。
在下一阶段(它由定时标记T1和T2之间的时间间隔组成)，二极管D1在定时标记T1被反向偏置。通过磁器件T1两绕组的电流之和继续增加，引起电荷以谐振方式从电容CQ1消除，CQ1与功率开关Q1并联，并可能包括固有电容或外部电容或二者的组合。该电容上存贮的能量最后转移到输出端。随着二极管D1不导通，在磁器件T1两绕组两端产生一电压。当电容CQ1全部放电时，功率开关Q1被接通，从不导通到导通状态是零电压转换。
在下一阶段工作的开始(从定时标记T2到定时标记T3的间隔)，功率开关Q1导通。反射的输出电压出现在磁器件T1绕组TW1的两端。该电压使电感L2(其电流正在线性减少)复原。通过电感L2的电流在定时标记T3达到零值，导致辅助开关Q2的零电流断开。此时，所有输入电流都被转换给功率开关Q1。
在后续工作阶段期间(包括定时标记T3和T4之间的时间间隔)，磁器件T1的铁芯通过一网络复原，该网络包括二极管D4和电阻R2。该网络与绕组TW1并联，并使铁芯受控复原，限制了二极管D2两端的电压。
功率开关Q1在定时标记T4时被断开。功率开关Q1两端的电压随着输入电流给电容CQ1充电而线性增加。与辅助开关Q2相关的固有电容在定时标记T5和T6间的时间间隔内充电。充电电流流过绕组TW1和电感L2，绕组TW2中建立起一电流。
当功率开关Q1两端的电压增加到输出电压的值时，辅助开关Q2两端的电压在二极管D2导通时箝位到输出电压值。电感L2必须复原，以避免在功率开关Q1的不导通期间有持续电流流过二极管D2和D4。电阻R1用于保证电感L2的复原。电阻R1进一步地迫使二极管D2和D4中的电流为零，以防止当辅助开关Q2接通，启动下一开关转换周期时，发生破坏性的反向复原。到定时标记T6出现时，功率开关Q1两端的电压已增加到输出电压的值，二极管D1已被偏置导通，电感L2已完全复原。
在定时标记T6和T7之间的最后间隔期间，开关Q1和Q2都被偏置为截止，输入电流通过二极管D1被送到负载。当辅助开关Q2被偏置为导通时，后续开关转换周期在定时标记T8处开始。
二极管D3是一必要元件，在功率开关Q2断开时(在定时标记T3处)可使二极管D2的固有电容和辅助开关Q2的固有电容以及电感L2谐振相互作用所引起的负效应降低到最小程度。
图2波形中出现的虚线代表出现在辅助网络中波形的不同轨迹，该网络不包括电阻R1、R2、R3和二极管D3、D5。
图2电路的另一方案示于图4，与图2电路的工作相似，半导体电压击穿器件D6和D7用来达到减小与辅助开关Q2相关的电路中过渡现象的目的。
权利要求
1.一种升压转换器，它包括一个能量存贮电感(L1)，一个整流二极管(D1)，将此电感耦合到输出端，以及一个功率开关(Q1)，用于控制电感中能量的存贮，能使功率开关以零压开关转换方式工作的电路包括网络(Q2，D5，L2)，由辅助开关(Q2)起动，用以驱使功率开关的一端该在功率开关导通过渡期时基本上是零电压；其特征在于限制损耗电路，它包括箝位电路(D3)，用以限制辅助开关一端电压；第一和第二磁耦合器件(T1)，其第一绕组与辅助开关相串联；以及放电电路(D4，R2)，用于释放第一和第二磁耦合器件的磁能。
2.权利要求1中所述的升压转换器，其特征在于上述箝位电路包括二极管(D3);上述限制损耗电路包括二极管电阻网络(D4，R2)以限制二极管的反向复原。
3.权利要求2中所述的升压转换器，其特征在于二极管电阻网络的电阻元件(R2)，其阻值基本上是网络的电感与辅助开关的漏极和源极电容之比的平方根的一半。
全文摘要
开关升压调节器包括辅助电路，它具有辅助开关和电感，连接起来使调节器以零电压转换的方式工作，通过减小用来完成零电压转换工作的辅助电路中的损耗，从而实现较大的效率改善。损耗降低电路与辅助电路一起减少接通和导通损耗，并抑制辅助电路元件的振荡。
文档编号H02M3/155GK1105488SQ9411713
公开日1995年7月19日 申请日期1994年10月14日 优先权日1993年10月15日
发明者马克·E·杰克鲍斯, 理查德·W·法瑞特, 威杰雅·J·索图威利 申请人:美国电报电话公司