控制器16以静止模式操作。在速度高于第一阀值但低于第二阀值处，控制器16以加速模式操作。在速度高于第二阀值处，控制器16以稳态模式操作。该转子5的速度根据HALL信号的相继边缘之间的间隔确定。这个间隔将在下文中称为HALL周期。
[0045]一旦控制器16通电，控制器16感测HALL信号。如果控制器16在设置的时间周期内未能检测到HALL信号的两个边缘，控制器16确定转子的速度5低于第一阀值且控制器16进入静止模式。否则，控制器16等待，直至HALL信号的另一边缘被检测到。控制器16然后将跨三个边缘的时间间隔平均，以提供转子速度的更精确测量。如果转子5的速度低于第二阀值，控制器16进入加速模式。否则，控制器进入稳态模式。
[0046]静止模式
[0047]控制器16感测HALL信号和AC_V0LTS信号的极性，且沿产生正扭矩的方向激励相绕组7。为了本公开的目的，当HALL信号是逻辑上的高位且电流被驱动从左到右穿过相绕组时，以及当HALL是在逻辑上的低位且电流被驱动从右到左穿过相绕组时，正扭矩被认为产生。该控制器16于是设置驱动信号DIR1-DIR4中的一个以便沿产生正的扭矩的方向激励相绕组7，且由此向前驱动转子5。所以，例如，如果HALL信号是逻辑上的高位，且AC_V0LTS信号的极性是正，控制器16设置DIRl以便沿从左到右的方向驱动电流穿过相绕组7。
[0048]激励相绕组7将导致转子5旋转。控制器16监控HALL信号中边缘的出现，边缘代表转子5的极性的转变。如果在设置的时间周期内没有HALL边缘被检测到，控制器16确定故障已发生，且通过清除所有控制信号而关闭所有开关Q1-Q4。否则，控制器16响应HALL边缘换向相绕组7。所以，例如，如果DIRl是当前设置，且AC_V0LTS信号的极性是正，则控制器清除DIRl，清除FW，且设置DIR2。在换向相绕组7之后，控制器16进入加速模式。
[0049]加速模式
[0050]当运行于加速模式中时，控制器16与HALL信号的边缘同步地换向相绕组7。每个HALL边缘对应于转子5的极性的改变，且由此对应于由转子5在相绕组7中感生的反EMF的极性的改变。因此，当运行于加速模式中时，控制器16与反EMF的过零点同步地换向相绕组7。
[0051]控制器16监控电流检测信号I_SENSE_1和I_SENSE_2且每当相绕组7中的电流超过电流限值时续流相绕组7。该控制器16因此在电机2的每个电半周期上顺序地激励和续流相绕组7。
[0052]该控制器16继续与每个HALL边缘同步地换向相绕组7直到转子5的速度(由HALL周期的长度确定)超过第二阀值。在这个点处，控制器16进入稳态模式。
[0053]稳态模式
[0054]当运行在稳态模式时，控制器16可相对于每个HALL边缘提前、同步或滞后地换向。为了相对于特定HALL边缘换向相绕组7，控制器16响应特殊定HALL边缘动作。响应特定HALL边缘，控制器16从HALL周期TJiALL扣掉相周期T_PHASE，以便获得换向时段T_COM。
[0055]T_C0M = T_HALL-T_PHASE
[0056]该控制器16于是在先前的HALL边缘之后的时间T_C0M处换向相绕组7。结果，控制器16相对于随后的HALL根据相周期换向相绕组7。如果相周期是正，换向发生在HALL边缘之前(也就是提前换向)。如果相周期是零，换向发生在HALL边缘处(也就是同步换向)。如果相周期是负，换向发生在HALL边缘之后(也就是滞后换向)。
[0057]提前换向可被用在更快的转子速度或更高的轴功率被期望的例子中，而滞后换向可被用在较低的转子速度或较低的轴功率被期望的例子中。例如，当转子5的速度增加，HALL周期减小且由此与相电感关联的时间常数(L/R)变得越来越重要。附加地，在相绕组7中感生的反EMF增大，其进而影响相电流上升的速率。由此变得越来越难以驱动电流，且由此驱动功率，至相绕组7中。通过提前于HALL边缘且由此提前于反EMF中过零点换向相绕组7，电源电压被反EMF提高。结果，穿过相绕组7的电流的方向被更迅速地颠倒。附加地，使得相电流提前于反EMF，其帮助补偿电流上升的较慢速率。尽管这于是产生短时段的负扭矩，这通常由正扭矩中的随后增益充分补偿。当运行在较低速度处时，不必提前换向以驱动所需电流进入相绕组7中。此外，提高的效率可通过同步或滞后换向而获得。
[0058]当运行在静止和加速模式中时，控制器16在每个电半周期的整个长度上激励相绕组7。与此相反，当运行在稳态模式时，控制器16在传导时段T_CD (其跨每个电半周期的仅一部分)期间激励相绕组7。在传导时段的终点处，控制器16通过设置FW续流相绕组7。于是续流无限持续直到控制器16换向相绕组7。当在静止和加速模式中时，控制器16监控电流检测信号I_SENSE_1和I_SENSE_2且每当相绕组7中的电流超过电流限值时续流相绕组7。因此，尽管控制器16可被认为在传导时段中激励相绕组7，该控制器16可在这个传导时段内的依次或多次截断相电流。
[0059]该相周期T_PHASE定义了激励的相位(也就是一角度，相对于转子5的角度位置相绕组7在该角度处被激励)，且传导时段T_CD定义了激励的长度(也就是一角度，相绕组7在该角度上被激励)。该控制器16可响应交流电压(它的瞬时值，RMS值或高点到高点的值)或转子5的速度中的改变调整相周期和/或传导时段。例如，控制器16可响应转子速度中的改变调整相周期和/或传导时段以便在一转子速度范围上实现恒定功率。附加地，该控制器16可响应交流电压的瞬时电压中的改变调整相周期和/或传导时段以便实现更好的功率因数。特别地，控制器16可以W02011/128659中描述的方式调整相周期和/或传导时段。
[0060]该逆变器包括开关Q1-Q4，该开关Q1-Q4是双向的且可沿两个方向被控制。该控制器16于是产生控制信号，该控制信号依照携带在电力线8、9上传输的交流电源的极性控制开关Q1-Q4的状态。特别地，在相绕组的激励期间，控制器16产生控制信号，该控制信号使得每个开关Q1-Q4在交流电压的正半周期期间沿一个方向导通，且在负半周期期间沿相反方向导通。在上述的特定实施例中，所有开关Q1-Q4在交流电压的正半周期期间被转到向下(也就是沿从火线8到零线9的方向导通)，且在交流电压的负半周期期间被转到向上(也就是沿从零线9到火线8的方向导通)。该驱动电路3因此能够在不需要整流器或高电容量的大容量电容器的情况下在交流电压的整个周期期间激励相绕组7。结果，更紧凑且潜在低成本的驱动电路3可被实现。尽管驱动电路3包括电容器Cl，该电容器Cl被用于平滑相对高频率的波纹(由逆变器切换产生)。电容器Cl不被要求平滑在基本频率处的交流电压。因此，相对低的电容量的电容器可被使用。
[0061]尽管是双向的，该逆变器12的开关Q1-Q4能够在任何时候仅沿一个方向导通。因此，每个开关Q1-Q4具有两个门和三个可能状态:(I)打开且沿第一方向导通；(2)打开且沿第二方向导通；以及(3)关闭不导通。然而，存在可在任何时候沿两个方向导通的双向开关。这样的开关具有仅一个门和两个状态:(I)打开且沿两个方向导通；以及(2)关闭且沿两个方向都不导通。这样的开关可被使用在驱动电路3的逆变器12中。确实地，这样的开关具有简化激励和续流相绕组7的控制信号的数量的优势。例如，控制器16仅仅需要产生三个控制信号DIR1’、DIR2’和FW，。当DIR1’被设置，门驱动器15打开开关Ql和Q4，且关闭开关Q2和Q3。当DIR2’被设置，门驱动器15打开开关Q2和Q3，且关闭开关Ql和Q4。以及当FW’被设置，门驱动器15关闭开关Ql和Q3，且打开开关Q2和Q4。为了从左到右激励相绕组7，控制器16检测交流电压信号的极性，且如果该极性是正则设置DIRl ’，如果该极性是负则设置DIR2’。为了从右到左激励相绕组7，控