ω t-π)。如 图4(a)至图4(g)所示，在Τ/8-3Τ/8中，电容C充电，输入功率大于输出功率，输入功率的脉动 较大，当向输入电流中注入与一定量的3次、5次谐波电流后，输入功率的脉动会减小，从而 所需的储能电容也相应减小，因此，可以用小体积的薄膜电容取代短寿命的电解电容。
[0154] 具体地，可以通过如下计算公式计算得到输入该输入电流的基波时得到的输入功 率：
[0155] pini = Vin · iini = Vm · Ιι · sin2( ω t),
[0156] 其中，Vin = Vm · sin( ω t)是交流电源输入的输入电压，Vm是输入电压的幅值， ? = #是输入电压的角频率，T为输入电压的周期，iinl = Ii · sin(cot)是输入电流的基波， T Ιι是基波的幅值。
[0157] 在基波上注入的谐波分量为三次谐波分量的情况下，可以通过如下计算公式计算 得到三次谐波分量输入至PFC变换器的瞬时输入功率：
[0158] pin3 = Vin · iin3 = Vm · sin( ω t) · 13 · sin(3 ω t)，
[0159]其中，iin3 = l3 · sin(3c〇t)是三次谐波分量，13 = 13* · Ii是三次谐波分量的幅值， I3*是三次谐波分量的标幺值；
[0160]在基波上注入的谐波分量为五次谐波分量的情况下，可以通过如下计算公式计算 得到五次谐波分量输入至PFC变换器的瞬时输入功率：
[0161 ] pin5 = vin · iin5 = Vm · sin( ω t) · 15 · sin(5 ω t-π)，
[0162] 其中，iin5 = l5 · sin(5 ω t-π)是五次谐波分量，I5 = I5* · h是五次谐波分量的幅 值，I，是五次谐波分量的标幺值；
[0163] 可以通过如下计算公式组计算得到三次谐波分量的标么值1/和五次谐波分量的 标幺值15'
[0164]
[0165] PF > 0.95,
[0166] I3*2+l5*2< 0.108,
[0167] 其中，PF为PFC变换器的功率因数。
[0168] 根据实际需求功率因数PF2 0.95,从而可以令I3* = 0.328cos γ，I5* = 0.328sin γ，〇 < γ < jt/2。
[0169] 当变换器的效率为100%，输出功率Ρ〇等于平均输入功率Pin，即
当瞬时输入功率大于输出功率时，电解电容C进行充电，充电能量Λ E i为
电容C的储能公式 >
其中，V_x为电解 电容C两端电压最大值，Vc^in为电解电容C两端电压最小值。从而，得到电容的容值：
车中，Λ V。= VMax = VMin为电解电容上电压纹波的峰峰值。瞬时 输入功率与输出功率相等时的时间点t e为 . ...........」1,求极限值，即只注入三次谐波时，1/=
0.328，15* = 0，则有1 = 0.0951';只注入五次谐波时，15* = 0.328，13* = 0，则有1 = 0.11221'。 因此，当注入3次、5次谐波，电容储能：
[0170]
[0171] 其中，电网输入工频电压有效值为220V，频率为50Hz，令te = 0.1T，代入上式，取较 小值时，γ = 〇. 6457rad，ΛΕ1+3+5 = 0.682ΛΕ，通过计算，此时功率因数大于0.95。当电压纹 波大小确定时，电容容值与储能大小成正比。当注入3次、5次谐波后，电容储能量下降为原 来的68.2%，则电容减小为原来的68.2%，从而可以用小体积的薄膜电容替代寿命短的电 解电容。
[0172] 通过上述方案，在与有电解电容电路输出电压纹波相同的情况下，可以使无电解 电容驱动电路的储能电容减少为原来的68.2 %左右，功率因数保证在0.95以上。
[0173] 可选地，在本申请上述实施例中，上述PFC控制电路包括：
[0174] PFC控制算法电路，用于根据检测到的PFC变换器的输入电压和输出电压，生成PFC 变换器的占空比。
[0175] 具体地，上述占空比可以为可控开关管IGBT的占空比。
[0176] 在一种可选的方案中，如图3所示，PFC变换器可以包括电感L，可控开关管V和电容 C，从公式中可以看出，得到占空比的计算公式比较复杂，需要采用多个乘法器、触发器和开
[0177] 方电路，因此需要简化，可以通过如下计算公式组计算得到PFC变换器的占空比Dy_flt，从而， 控制PFC的输入和输出电压，即可获得满意的占空比：
[0178]
[0179]
[0180]
[0181]
[0182] D0 = 2^1 L·· fr-PjVm，a = Vm/VQ，y= |sin(?t) I，L为PFC 变换器的电感值， fv为可控开关管的开关频率，Vo为输出电压，Pin_f it为PFC变换器的输入平均功率，Po为PFC变 换器的输出功率，iinl+3+5_flt为拟合后的输入电流，k与第二电压相关，lu~k 4均为非零常数。
[0183] 驱动芯片，用于放大PFC变换器的占空比来控制PFC变换器中可控开关管的通断， 其中，可控开关管的通断确定PFC变换器的输出功率。
[0184] 在一种可选的方案中，PFC控制电路可以检测PFC变换器的输入电压和输出电压， 根据输入和输入电压计算得到可控开关管IGBT的占空比，并根据该占空比调节可控开关管 IGBT的通断，由于PFC控制算法电路计算得到的占空比幅值较小，驱动芯片将占空比幅值进 行放大，满足驱动可控开关管IGBT的通断的目的。
[0185] 通过上述方案，PFC控制电路可以通过控制PFC变换器的输入和输出电压，获得需 要的占空比，通过调节可控开关管的通断实现平衡瞬时输入功率和输出功率。
[0186] 可选地，在本申请上述实施例中，上述PFC控制算法电路包括：
[0187] 电压采样电路，连接于PFC变换器的输入端，用于采集PFC变换器的输入电压，得到 米样电压。
[0188] 电压反馈电路，连接于PFC变换器的输出端，用于采集PFC变换器的输出电压，得到 反馈电压。
[0189] 电压调节器，与电压采样电路和电压反馈电路连接，用于获取电压采样电路采集 到的采样电压和电压反馈电路返回的反馈电压。
[0190] 电压调节器还用于计算采样电压和反馈电压的差值，得到第一电压。
[0191] 误差调节器，与电压反馈电路连接，用于计算预先设定的母线参考电压和反馈电 压的差值，得到第二电压。
[0192] 模拟乘法器，与电压调节器和误差调节器连接，用于计算第一电压和第二电压的 乘积，得到乘积电压。
[0193] 比较器，与模拟乘法器连接，用于将乘积电压与比较器中生成的载波进行比较，获 得拟合后的占空比。
[0194]在一种可选的方案中，如图3所示，PFC控制算法电路可以包括电压采样电路，电压 反馈电路，电压调节器，乘法器和比较器，此处需要说明的是，PFC控制算法电路可以属于软 件部分，不涉及具体的元器件，在DSP芯片中完成计算。PFC变换器可以包括可控开关管IGBT 和电容C，电压采样电路可以采集输入PFC变换器的输入电压Vg，电压反馈电路可以采集PFC 变换器的输出电压，即PFC变换器中电容C两端的电压V〇,可以根据需要预先设定母线参考 电压Vref，电压调节器将采样到的电压与V gg馈回来的电压Vo进行比较后输出给乘法器，乘 法器的另一输入为设定的直流母线参考电压Vref与反馈电压Vo的误差，模拟乘法器的输出 电压与占空比成线性相关，比较器将模拟乘法器输出的输出电压与DSP芯片生成的载波进 行比较，可以获得所需要的拟合占空比。
[0195] 通过上述方案，可以通过PFC控制电路中的电压采样电路，电压反馈电路，电压调 节器、误差调节器、模拟乘法器和比较器计算得到PFC变换器的占空比，从而进一步实现对 PFC变换器的调节。
[0196] 由于压缩机内部无法安装位置传感器，必须要采用位置观测器获取压缩机的实时 角度和速度，通过控制算法来驱动逆变电路开关管的通断。如果没有控制算法和位置观测 器，压缩机将不能正常运转。因此，本申请提供如下方案实现对控制压缩机的正常运转。
[0197] 可选地，在本申请上述实施例中，上述系统还包括：
[0198] 逆变电路，连接于PFC变换器和压缩机之间，用于将PFC变换器输出的直流电压逆 变为三相交流电压。
[0199] 具体地，上述逆变电路可以为三相电压型桥式逆变电路，每桥臂由两个IGBT和两 个与之反相并联的二极管组成。压缩机是主电路的最后一级，是整个电路的控制目标。通 常，对压缩机的驱动控制转化为对压缩机内部永磁同步电机(PMSM)的驱动控制。
[0200] 逆变器控制电路，连接于PFC变换器和压缩机之间，用于根据压缩机的电流值和电 压值，生成脉宽调制信号。
[0201] 逆变器控制电路还用于根据脉宽调制信号控制逆变电路中开关的通断，以调节逆 变电路所产生的三相交流电压。
[0202] 逆变电路还用于将三相交流电压输出至压缩机。
[0203]在一种可选的方案中，如图2所示，用于控制压缩机的系统还可以包括连接在PFC 变换器输出端的逆变电路，可以将经过PFC变换器之后的被滤波后的直流电压逆变成供给 压缩机运转的三相交流电，压缩机在三相电的驱动下运转，根据外部输入的控制指令的不 同，转速、频率等指标也会作相应的改变。逆变器控制电路可以通过获取六路脉宽调制PWM 信号来驱动三相桥式逆变电路开关管IGBT的通断。
[0204] 可选地，在本申请上述实施例中，上述逆变器控制电路包括：
[0205] 位置观测器，与压缩机连接，用于根据压缩机的电流值和电压值，得到压缩机内电 机转子的角度。
[0206] 在一种可选的方案中，可以根据位置观测器中的电流观测器(Current observe) 的状态方程和反电势观测器(EMF observe)的状态方程得到电机转子的角速度和角度。 [0207]例如，可以通过如下计算公式计算得到压缩机内电机转子的角度Θ:
d、iq为电流传感器测量后经过坐标变换得到的d、q轴电流，ω n是位 置观测器的截止频率，Ld、Lq为压缩机内部电机的d、q轴电感，Rs是压缩机内部电机的定子内 阻。
[0214]控制算法电路，连接于逆变电路和位置观测器之间，用于根据采样得到的第一电 流和位置观测器反馈的角度，生成脉宽调制信号，其中，第一电流为逆变电路输出至压缩机 的输出电流。
[0215]在一种可选的方案中，如图2所示，逆变器控制电路可以包括控制算法电路和位置 观测器，位置观测器可以根据控制电路中的电压量、电流量对压缩机的位置和速度进行估 计，反馈给控制算法电路，控制算法电路可以根据输出至压缩机的三相电流通过计算得到 脉宽调制信号，进一步驱动压缩机运转。
[0216]此处需要说明的是，控制算法电路和位置观测器都可以属于软件部分，不涉及具 体的元