专利名称：采样率转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子设备，更具体地说，涉及用于数字采样的数据的转换的电路和方法。可以将本发明用于其中需要改变数据流的采样率的所有领域，特别是在音频系统和视频系统中。另一个应用是在例如ADSL的电信系统中将基带信号的采样率适配为数字调制器的高采样率。
背景技术：
人们通常知道诸如音频信号或者视频信号的数字采样的模拟信号。当处理采样的信号时，一般最好将具有不同采样率的、采样的数据进行混合。为了这个目的，需要其中将采样的信号从第一采样率转换到第二采样率的采样率转换。例如，通常以11.025、22.05或44.1KHz的频率，或者以8、16、32或48KHz的频率对音频信号进行采样。将信号从8KHz转换到11.025KHz意味着应用441/320的采样因数，这需要复杂的转换器以避免信号质量的下降。
可以将采样率转换器分类为同步采样率转换器和异步采样率转换器。在第一种情况中，作为输出采样率和输入采样率的比率的采样因数是诸如441/320的有理数。在后一种情况中，不能用有理数来表示该比率。
US 5,907,295公开了一种同步采样率转换器(SSRC)。所使用的SSRC是两级转换器。第一级是L抽头低通FIR，而第二级是线性内插器。第一级通过Q0/P0的因数来调整采样率，而第二级通过Q1/P1的因数来调整采样率，从而总的采样因数是Q/P＝Q0/P0*Q1/P1。将SSRC分为两级使得L抽头FIR内的系数存储下降。这种SSRC不适合于小于1/8的采样因数，或者大于8的采样因数。从信噪比(SNR)的角度来说，其性能是有限的。
US 5,666,299公开了一种异步采样率转换器(ASRC)。通过ASRC的设计减少了在ROM中存储的滤波器系数的数量。这种ASRC不适合于小于1/8的采样因数，或者大于8的采样因数。其SNR也是有限的。
US 5,638,010公开了一种用于带有高采样因数的ASRC的同步的、在数字锁相环中的数控振荡器(DCO)。为了这个目的，DCO产生适当的时钟信号。其还产生残余信号，可以用于数据取样的精确内插。这个残余信号与DCO的即时相位有关。
在“A Stereo Asynchronous Digital Sample-Rate Converter for Digital Audio”，IEICE Transactions on Electronics，Institute of Electronics Information AndComm.Eng.Tokyo，JP，vol.E77-C(1994)，no.5，pp.811-818中，亚当斯(Adams)等人公开了一种包括n抽头多相滤波器(2)的异步采样率转换器(其中n是整数)，以及用于计算滤波器系数的计算实体(5，9)。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于将采样率从第一值转换为第二值的高性能的ASRC和对应方法。可以将该ASRC和该方法用于过采样的输入信号并且用于转换器的非常高或者非常低的采样因数。
根据本发明，通过提供在独立权利要求中所定义的特征来实现上述目的。根据本发明的优选实施方式还包括从属权利要求中定义的特征。应该强调，权利要求中的任何参考标记都不应该被理解为对本发明的范围的限制。
根据本发明，通过包括n(n为整数)抽头多相滤波器的异步采样率转换器和用于计算滤波器系数的计算实体来实现上述目的，其中所述计算被适应来使用Parzen窗口或者使用二次窗口来计算滤波器系数。
对应方法是用于通过使用传统n抽头滤波器将数字采样的数据的采样率从第一采样率转换到第二采样率的方法，其中通过使用Parzen窗口或者使用二次窗口来计算滤波器系数。
将通过参照后面所述的实施方式阐述本发明的这些和其他方面，本发明的这些和其他方面将变得明显。
图1示出了具有降低的计算复杂度的ASRC；图2示出了频域中的Parzen窗口、二次窗口、和(为了进行比较的)三角形窗口；图3示出了Parzen窗口和二次窗口的最先的五个凹口(notch)；图4更加详细地示出了Parzen窗口和二次窗口的第一个凹口；图5示出了在二次窗口的情况中产生滤波器系数的示例电路；
图6示出了在Parzen窗口的情况中产生滤波器系数的示例电路；和图7示出了包括图1的ASRC的电路。
具体实施例方式
图1示意地示出了根据本发明的ASRC 1。其包括具有延迟管路(pipeline)3和数字信号处理器(DSP)4的4抽头多相滤波器2。时钟信号asrc_clk_in使能延迟管路3并且通过数据寄存器(或者触发器)6顺序对输入数据data_in进行时钟控制(clock)，从而最左侧的检测器保存最新的采样，而最右的寄存器保存最旧的采样。
因为时钟信号asrc_clk_in与asrc_clk_out相位同步而与data_in频率同步，所以其一般是抖动的时钟。通常借助数字PLL的DCO来产生这种时钟。这种DCO使用相同的时钟信号asrc_clk_out，其同步所有的寄存器6。
当以过采样的信号表示输入数据data_in时，可以方便地使用ASRC 1。为了本公开的这个目的，应该将过采样信号理解为具有显著高于最小采样率FMIN的采样率的信号。考虑到恩奎斯特(Nyquist)定律，最小采样率FMIN是带宽的两倍。
通过将来自数据寄存器6的采样点进行平均而执行滤波。由DSP 4将采样点与它们对应的权重/滤波器系数相乘。由DSP 4在输出端口8处输出所有加权的采样点之和。
在图1中，n抽头滤波器2(n是整数)具有四个抽头。但是本发明并不限于四个抽头的情况。可以将n选择为2、3、4、....到10或者更大。
存在两种产生滤波器系数的方法。
第一种可能性是通过计算实体来产生滤波器系数，其中所述计算实体位于n抽头多相滤波器2的外部。这种计算实体可以是诸如DSP或者专用集成电路(ASIC)的硬件，或者可以是在远端计算机上运行的计算机程序。
第二种可能性是通过计算实体来产生滤波器系数，其中所述计算实体位于n抽头多相滤波器2的内部。换句话说，该计算实体是n抽头多相滤波器2的部件。在这种情况下，计算实体是图1的系数产生器5。有利地，当输入信号是过采样的信号时系数产生器5具有有限的复杂度。
当选择第一种可能性时，n抽头多相滤波器必须提供存储空间给外部(在n抽头多相滤波器的外部)产生的滤波器系数。在这种情况下，使用相位信号作为四个独立存储器单元7的读出地址，其中块5的每个存储器单元7保存特定系数的所有2P个可能的值，P＝相位信号的位数量。为了精确内插，比如P＝9，块5中所需存储器是29*4个字。可以从上面解释中得到，在这种(第一)操作模式中块5是纯粹的存储器块。可以将块9作为外部计算实体。
当选择第二种可能性时，借助计算实体5使用相位信号进行滤波器系数的多项式计算。通常由数字PLL的DCO产生相位信号。四个系数是C1＝A1*I+B1*I2+C1*I3+D1*I3，其中1是范围从1到4的索引，而I是输入相位信号。
或者随时(on the fly)计算该系数(在线计算)，或者已经预先载入该系数(离线计算)。
当选择产生滤波器系数的第二种可能性时，在块5中执行滤波器系数的计算。在这种(第二)操作模式中，块5是系数产生器或者计算实体。借助块9来直观示出作为计算实体工作的块5的详细情况。但是应该强调，块9仅仅是块5的一种表示，而不是分开的物理实体。因此可以将块9缩小到块5中。从小存储器单元(未示出)中检索常数A1、B1、C1、D1等。在本例中选择了三次多项式，因此总共存储16个系数，其中每个系数需要仅仅4个字的存储器空间。系数产生器的这种解决方案以附加的多项式计算为代价减少了所需要的存储器，并且当需要非常精确的内插时这种解决方案通常更好。
本发明使用Parzen窗口或者二次窗口作为多项式灵活(smart)窗口。也被称为de la Valle Poussin窗口的Parzen是三次多项式并且被定义如下w(n)=1-6·(nN/2)2·(1-|n|N/2),0≤|n|≤N/4]]>w(n)=2·(1-|n|N/2)3,N/4≤|N|≤N/2]]>其中n是时间取样的索引，而N+1是窗口的总长度。或者，选择二次窗口。将这种二次多项式定义如下w(n)=1-2·(nN/2)2,0≤|n|≤N/4]]>w(n)=2·(1-|n|N/2)2,N/4≤|n|≤N/2]]>在图2中将两种窗口在时域中示出，其中将y轴归一化到1。此外，示出了基本上从现有技术中已知的三角形窗口。曲线依次为(从上到下)二次窗口、Parzen窗口、和三角形窗口。二次或者三次多项式的优点是在频域中的原型滤波器的重复凹口带有特别的高衰减从而避免了混叠(aliasing)。
当与三角形窗口或者矩形窗口进行比较时，(就在重复凹口处的衰减而言)两个窗口(Parzen和二次窗口)都显示了较好的性能。如上所述，就衰减而言，Parzen窗口甚至比二次窗口还好。二次窗口的性能介于Parzen窗口和三角形窗口之间。
二次窗口是灵活窗口，这是因为其显示出双对称性在y＝0附近的偶数对称性，和在(-N/4，0.5)和(N/4，0.5)附近的奇数对称性。当使用四的倍数个取样时后一种对称性是有用的，因为在这种情况中可以不用其他的相乘而应用简单减法就可以计算一半的取样。
图3示出了在频域中的Parzen窗口和二次窗口的最先五个凸起(lobe)。为了比较，同样也示出了矩形窗口和三角形窗口。当参见第二个凸起时，曲线依次(从上到下)为矩形窗口、三角形窗口、具有两个最大值的二次窗口、和Parzen窗口。y轴表示以dB为单位的衰减，而以单位F分割x轴。F表示在ASRC的输出端的采样频率。为了使得这种比较成为可能，将二次窗口和Parzen窗口的持续时间翻倍以在频域的适当频率处获得第一个凹口。翻倍的持续时间暗示着抽头数量的翻倍4个抽头用于Parzen窗口和二次窗口，在三角形窗口的情况中有2个抽头，而在矩形窗口的情况中仅仅有1个抽头。因为在其他凹口中衰减增加所以第一个凹口是最重要的凹口。可以看出，Parzen窗口和二次窗口的衰减特别高，正如所期望的一样。
二次窗口的另一个优点是其在中间频率处产生了次凹口。这意味着过采样级可以享受附加的止带(stop-band)衰减。
Parzen窗口和二次窗口的另一个优点是它们在频域中的陷落(dip)特别宽，从而可以容易地满足在凹口频率处的带宽要求。这可以借助图4看出，在图4中绘制了以dB为单位的衰减相对于以赫兹为单位的频率的关系。曲线依次(从上到下)为矩形窗口、三角形窗口、二次窗口、和Parzen窗口。二次窗口在整个带宽中最少衰减-125dB。这以很大的余量满足了16位音频的技术要求。以小余量满足了20位音频。Parzen窗口甚至更好，从而其特别适合数字音频的高端应用。为了比较，还示出了都在现有技术中使用的矩形窗口和三角形窗口的第一凹口。它们在+/-20KHz带宽内的衰减较差因此需要补偿。
不能使用Parzen窗口和二次窗口的上述公式通过利用相位信号来直接计算滤波器系数，其中可以由DCO提供相位信号。在二次窗口的情况中，将系数C1、C2、C3和C4计算如下C1＝k·2C2=k·(2·(N4)2-(N4-)2)]]>C3=k·(2·(N4)2-2)]]>C4=k·(N4-)2]]>k是确定滤波器增益的常数，是来自DCO的相位信号，N4=2P,]]>其中P是来自DCO的累加器的相位信号的比特数。
在Parzen窗口的情况中，如下计算系数C1＝k·3C2=k·(4·(N4)3-3·(N4+)·(N4-)2)]]>C3=k·(4·(N4)3-3·(N2-)·2)]]>C4=k·(N4-)3]]>图5示出了举例在二次窗口的情况中产生滤波器系数的电路。如果I是每个块的输入信号，步骤S1计算I2，并且将该值作为滤波器系数C1输出。步骤S2计算2P-I而步骤S3计算22*P-1-I。因为k的值依赖于要在滤波器中获得的特定增益，所以已经省略的常数k。因为通过简单操作随时计算全部系数所以不需要存储器。忽略小的偏移和简单的相加或相减，只需要两个相乘或平方运算。
图6示出了举例在Parzen窗口的情况中产生滤波器系数的电路。除了步骤S1和S2之外，还有额外的计算步骤S3、S4和S5，S3计算2P+1，S4计算2P+1+1，而S5计算23P+2-3*I。
图7示意地示出了本发明的ASRC 1的使用及其将数字采样的数据的采样率转换到更高或者更低的采样率的特别优点。
电路11具有用于输入具有第一采样率的信号的输入端口7，和用于具有第二采样率的信号的输出端口8。在这种情况中，与图1的data_in不同，不对在端口7处的输入数据进行过采样。相反地，整个转换器11提供高于8或者低1/8的采样因数。
电路11包括带有整数采样因数的内插级12和如上所述的ASRC 1。可以将内插级12选择为包括内插单元13，其中每个内插单元以因数2进行内插。将内插级12分为其中每个内插单元以因数2进行内插的一对内插单元具有这样的好处电路11的总体设计变得更简单。将所有内插单元13串连。将第一内插单元14连接到输入端口7，并且将最后的内插单元15连接到ASRC 1。可以从上面说明中看出，电路11表示包括内插级12和残余ASRC 1的ASRC。
在第二种情况中，以带有至少4的整数抽取因数(＝1/采样因数)的抽取级16来代替内插级12。可以将抽取级16选择为包括多个抽取单元17，其中每个抽取单元以因数2进行抽取。所有抽取单元17进行串连。而且，残余ASRC 1是被馈入输入信号的第一级，并且抽取级是输出带有第二采样率的输出信号的第二级。换句话说，端口8变为输入端口，而端口7变为输出端口。因为优点相同，所以为了简便，下面的描述将不详细讨论第二种情况。
电路11的想法是将ASRC分为带有至少4的整数内插因数的内插级12和残余ASRC。通过将级12分为多个内插单元13来获得另外的优点，每个内插单元都以因数2内插采样率。电路11的特殊优点是残余ASRC 1必须处理的采样因数小于在没有在前的内插级12的情况下的采样因数。因此，降低了ASRC 1的计算负担。这允许了ASRC 1的更简单的设计。
如上所述，本发明的ASRC 1特别适合具有高采样率F/FMlN(或在第二种情况中的低采样率)的输入信号。通过电路11的内插级12来提供带有高采样率的信号。可以被选择的F/FMIN的绝对值主要依赖于两个方面。
一个方面是电路11的设计。一方面既要简化ASRC 1的设计，另一方面又要通过附加的内插级12增加电路11的复杂度。从实际的角度说，如果内插级12的采样因数至少是8，则将整个ASRC分为内插级12和残余ASRC 1是可以接受的，因此需要分开的4的内插。
第二个方面是对于用户可以接受的ASRC 1的SNR。FIN表示ASRC 1的输入采样率，FOUT表示对应的输出采样率，而B表示信号带宽。那么问题就是为了获得ASCR 1的输出信号的期望的SNR，内插级12必须提供什么样的采样率F，以及应该选择哪个窗口(二次窗口还是Parzen窗口)？可以区分两种情况a)如果FOUT＞F1N＞FOUT/2，则将F选择为FIN。在这种情况中，根本不需要内插级12。当与二次窗口进行比较时，Parzen窗口提供更好的机会用于产生所期望的SNR，以便在图3的第一凹口中在F附近的频率范围[F-B，F+B]中获得-SNR dB的衰减。
b)如果FIN＜FOUT/2，则必须在内插级12的复杂度、窗口的复杂度、和所需要的SNR之间找到折衷。一般来说，更高次的窗口和更多的内插单元提高SNR。例如，可以选择最大数量的内插单元直到到达F＜FOUT的限制。然后选择适当的窗口以满足SNR的技术要求。
权利要求
1.一种异步采样率转换器(1)，包括n抽头多相滤波器(2)，其中n为整数，以及计算实体(5，9)，用于计算滤波器系数，其中所述计算实体被适应来使用Parzen窗口或者使用二次窗口来计算滤波器系数。
2.根据权利要求1所述的转换器，其中n的值在2到10之间。
3.根据权利要求1所述的转换器，其中所述计算实体位于所述n抽头多相滤波器(2)的外部。
4.根据权利要求3所述的转换器，其中所述计算实体是计算机程序。
5.根据权利要求1所述的转换器，其中所述计算实体位于所述n抽头多相滤波器(2)的内部。
6.根据权利要求1所述的转换器，还包括用于内插或用于以整数因数抽取采样率的级(12、16)。
7.根据权利要求6所述的转换器，其中内插级包括内插单元(13)，并且其中每个内插单元以因数2进行内插。
8.根据权利要求6所述的转换器，其中抽取级包括抽取单元(17)，并且其中每个抽取单元以因数2进行抽取。
9.根据权利要求7或8所述的转换器，其中用于内插或者抽取采样率的单元(13、17)是微处理器或者数字信号处理器。
10.根据权利要求7或8所述的转换器，其中用于内插或者抽取采样率的单元(13、17)是线性内插器或者线性抽取器。
11.一种用于通过使用传统n抽头滤波器(2)将数字采样的数据的采样率从第一采样率转换到第二采样率的方法，其中通过使用Parzen窗口或者通过使用二次窗口来计算滤波器系数。
12.根据权利要求11所述的方法，其中在所述n抽头多相滤波器(2)之外的位置计算所述滤波器系数。
13.根据权利要求12所述的方法，其中借助于在计算实体(9)上运行的计算机程序来计算所述滤波器系数。
14.根据权利要求11所述的方法，其中在所述n抽头多相滤波器(2)之内的位置计算所述滤波器系数。
全文摘要
本发明涉及一种异步采样率转换器(ASRC)，用于转换诸如音频数据或者视频数据的数字数据的采样率。在高的过采样或者子采样(sub－sampling)因数的情况中，ASRC变得十分复杂。本发明的一个目的是为此提供一种带有简化设计的ASRC。建议使用具有n抽头多相滤波器的ASRC，其中计算实体执行滤波器系数的多项式计算。当使用Parzen窗口或者二次窗口时，在凹口频率处的衰减最好。
文档编号H03H17/06GK1819457SQ20061000499
公开日2006年8月16日 申请日期2006年1月11日 优先权日2005年1月13日
发明者皮尔卢吉·洛马齐奥, 海因里希·谢曼 申请人:汤姆森特许公司