放大器模块的制作方法与工艺

本发明涉及一种具有天线端口、发送端口、接收端口和至少一个放大器的放大器模块。

背景技术：
图1示出在现有技术中已知的放大器模块。所述放大器模块具有两个放大器、两个90°混合器HYB1、HYB2和一个双工器DPX1。此外，该放大器模块具有一个天线端口ANT、一个发送端口TX和一个接收端口RX。该发送端口TX直接与90°混合器之一HYB1连接。90°混合器HYB1将施加在发送端口TX上的信号分成两个输出信号，所述两个输出信号彼此具有90°的相对相移。第一90°混合HYB1的两个输出信号分别输出到输出路径API、AP2上，其中在两个输出路径API、AP2中的每一个输出路径中各设置一个放大器PA1、PA2。第一输出信号路径API中的信号相对于第二输出信号路径AP2中的信号相移90°。两个放大器PA1、PA2放大相应的信号。两个放大器PA1、PA2中的每个放大器与第二90°混合器HYB2的连接端1、2连接。在该第二90°混合HYB2中，两个输出信号相加，其中第一输出路径API中的输出信号相对于第二输出路径AP2中的输出信号获得-90°的相移。与此相应地，现在起两个输出信号同相并且彼此相长干涉。第二90°混合HYB2的连接端3与双工器DPX1的输入端连接。双工器DPX1的两个其他的输入端与天线端口ANT或接收端口RX连接。图1中示出的模块涉及所谓的I/Q电路（I=同相，Q=正交）。发送端口TX的输出信号首先分成两个支路，其中在这两个支路之间存在90°的相移。随后，信号在每个支路中放大并且放大的信号现在起如此相加，使得相移又被抵消并且两个信号相长地叠加。该电路相对于没有90°混合器的电路具有以下优点：放大在其行为方面整体上更稳健。通过将信号分成两个分信号来提供以下信号：其在放大之后比在没有90°混合器的电路的情况下更少失真。用于Tx信号的、使用两个混合的并且后来分成两个放大器路径的分信号的其他放大器模块例如由US专利US3371284A和US4656434A公开。然而，根据图1的电路中主要的问题是，与天线的任何不匹配被直接传递到后续电路上。放大器与天线的匹配是困难的并且此外还可能由于90°混合器或两个并联连接的放大器变得更有问题。此外，天线的不匹配还消极地作用于放大器本身。与此相应地，鉴于天线阻抗的不匹配，必须十分稳健地设计这两个放大器。

技术实现要素：
现在起，本发明的任务是提供一种放大器模块，所述放大器模块较不强烈地受天线阻抗的不匹配影响。所述任务通过根据如下所述的放大器模块解决。提出一种放大器模块，所述放大器模块具有至少一个放大器、天线端口、发送端口、接收端口和电路装置，其中所述电路装置具有第一、第二和第三90°混合器，所述第一、第二和第三90°混合器分别将输入信号分成两个输出信号，其中所述两个输出信号具有彼此90°的相对相移，并且其中所述发送端口与所述第一90°混合器连接，所述接收端口与所述第二90°混合器连接，且所述天线端口与所述第三90°混合器连接。所述放大器中的至少一个串联联接在发送端口和所述第一、第二和第三90°混合器之一之间。所述电路装置具有第一双工器，所述第一双工器与所述第一、第二和第三90°混合器相联接，其中所述第一双工器的三个连接端分别联接到所述第一、第二和第三90°混合器中不同的一个，而且所述电路装置还具有第二双工器，所述第二双工器与所述第一、第二和第三90°混合器相联接，其中所述第二双工器的三个连接端分别联接到所述第一、第二和第三90°混合器中不同的一个，以及所述第一和第二双工器和/或所述第一、第二和第三90°混合器被集成到所述模块衬底中。所述放大器模块还具有：与和所述发送端口连接的所述第一90°混合器的第一输出端联接的第一阻抗变换网络，与和所述发送端口连接的所述第一90°混合器的第二输出端联接的第二阻抗变换网络。根据本发明的另一种放大器模块，所述电路装置被设计用于工作在不同的频带，其中所述电路装置每频带包括所述第一和第二双工器并且具有用于在所述第一与第二双工器和在相应的频带之间切换的装置。通过根据本发明的模块，能够大大降低与天线的不匹配的影响。与此相应地，可以显著提高接收路径上的接收灵敏度。此外，根据本发明的电路装置改善了发送端口和接收端口之间的绝缘。在一个实施例中，电路装置此外具有至少两个双工器。所述双工器可以如此联接，使得连接到发送端口上的90°混合器输出的两个输出信号在天线端口处相长干涉。与此相应地，发送信号首先分成两个分信号路径。与此相应地，相对于如图1所述那样的、具有仅仅一个双工器的电路，在两个双工器的每个上仅仅施加一半的信号强度。因此，可以使用具有降低3dB的功率兼容性的双工器。由此直接得出用于所述模块的减小的空间需求。此外，至少可以部分地弃用双工器中的谐振器级联，从而不仅发送端口和接收端口的绝缘而且双工器的驻波比VSWR可以得到改善。附加地，改善了双工器的线性。在一个实施例中，这两个双工器中的每个双工器的三个连接端分别与三个90°混合器之一连接。所述连接端在此可以直接与相应的90°混合器连接。替代地，还可以在90°混合器和相应的双工器连接端之间设置电路装置的一个或多个元件。例如，可以在90°混合器和双工器之间设置放大器。此外，可以包含用于各个级彼此的匹配的元件。在一个实施中，两个双工器之一与和接收端口连接的90°混合器以及和发送端口连接的90°混合器如此连接，使得这两个90°混合器分别输出相对于其输入信号相移一角度Φ1的输出信号到双工器。此外，两个双工器中的另一个可以与和接收端口连接的90°混合器以及和发送端口连接的90°混合器如此连接，使得这两个90°混合器分别输出相对于其输入信号移位一角度Φ2的输出信号到双工器。两个角度Φ1和Φ2的差的绝对值可以几乎是90°并且这两个双工器可以分别与和天线端口连接的90°混合器的输出端之一连接。这种联接保证，耦合进（einkoppeln）发送端口上的信号在天线端口上相长干涉并且在接收端口上相消干涉。发送信号的一定分量始终作为寄生信号达到接收端口。由于寄生信号的相消干涉，可以提高接收灵敏度以及发送端口和接收端口的绝缘。双工器可以由分立元件构建而成或可以包含声学的构件。双工器可以是声学的构件，尤其是SAW双工器（SurfaceAcousticWave：表面声波）或BAW双工器（BulkAcousticWave：体声波）。此外，还可以使用混合双工器，所述混合双工器具有SAW转换器和BAW转换器。替代地，由分立元件组成的双工器也是可能的，以及其发送滤波器和接收滤波器使用不同技术的双工器，所谓的混合双工器。此外，这些双工器还可以具有高通滤波器和低通滤波器的组合。此外，可以如此构造这些双工器，使得它们在其频率方面可调谐。这种所谓的“可调谐双工器”允许：在调谐范围内移动并且因此与各个所需的发送通道和接收通道匹配双工器的通带。这种双工器具有可调谐元件。在没有使用频率可调谐的双工器的情况下，根据本发明的模块也可以被设计用于不同的频带，其中电路装置每频带包括两个双工器并且具有用于在不同的双工器和频带之间切换的装置。此外，在此可能的是，对于每个频带，电路装置具有分开的接收端口和自有90°混合器，其中用于切换发送端口的装置可选地与分配给不同频带的双工器连接。双工器和/或90°混合器可以作为分立构件装配在模块衬底上或以结构化的金属化的形式至少部分地集成到模块衬底中。此外，以下构件可以集成到模块衬底中：其使得将双工器调整到不同的频率上成为可能。例如开关或可调谐部件属于此。双工器和90°混合器尤其可以以L、C和R组成部分的形式集成到多层的模块衬底中。已知对于由分立元件构建的90°混合器的不同备选方案。90°例如可以由微带导体构建，如可以包括所谓的兰格耦合器或至少微带导体那样。另一种可能性是Branch-Line-Coupler：分旁线耦合器。然而，所述功能原理始终保持不变。一定的信号分量从干线退耦并且耦合进旁线中。所述旁线的一个连接端在其阻抗方面匹配，从而在此输出相移的信号。另一个连接端绝缘。如果不进行阻抗匹配，则还在绝缘的连接端上输出不可忽略的信号分量。90°混合器基本上用于以下两种功能：施加在90°混合器的第一连接端上的输入信号以两个输出信号的形式又输出到两个其他的连接端上。输出信号各具有例如输入信号的一半信号强度并且因此具有比输入信号的信号强度分别小约3dB的信号强度。在理想的90°混合器的情况下，两个输出信号的信号强度小恰恰3dB。然而，在真实的90°混合器的情况下，由于损耗而没有精确地到达所述值。此外，在两个输出信号之间存在约90°的相对相移。作为补充，90°混合器还可以被用于将施加在两个连接端上的两个信号相加。在此，所述信号之一在相加之前相移90°。此外，90°混合器具有第四连接端。如果在第一连接端上施加输入信号，则在第二连接端和第三连接端上输出具有小约3dB的信号强度的输出信号。在通常情况下，在第四连接端上不输出信号。然而，在此假设，在90°混合器的所有四个连接端之间存在阻抗匹配。如果所述连接端的阻抗不匹配，则通过第四连接端输出不可忽略的信号分量。这四个连接端经常根据其功能以“输入”、“输出1”、“输出2”和“绝缘”表示。因为90°混合器对称地构建，所以四个连接端中的每一个都可以承担所述功能“输入”、“输出1”、“输出2”或“绝缘”中的每一个。这仅仅取决于，在哪个连接端上施加输入信号。在本发明的一个优选的扩展方案中，两个双工器中的每一个双工器的三个连接端分别与90°混合器连接。在此，在发送端口、接收端口和天线端口与两个双工器之间分别设置90°混合器。与此相应地，在两个双工器上分别施加具有与其中发送端口、接收端口和天线端口直接与双工器连接的电路相比小约3dB的信号强度的信号。由此得出，现在起可能的是，使用只承受较小的最大功率的双工器。这种双工器经常提供以下优点：例如更小的尺寸、更简单地结构和因此更低的价格或替代地在相同的价格下在通过范围中改善的插入衰减（Einfügedämpfung）。在该扩展方案中，两个双工器之一与90°混合器在接收端口上如此连接，使得所述90°混合器输出相对于其接收端口的输入信号相移一角度Φ1的输出信号到该双工器上。此外，所述第一双工器如此与90°混合器在发送端口上连接，使得所述90°混合器输出相对于其接收端口的输入信号相移一角度Φ1的输出信号到双工器上。通过这种方式，定义从发送端口到接收端口的第一信号路径，在所述第一信号路径上形成两倍Φ1的总相移。此外，在此，两个双工器中的另一个如此与和接收端口连接的90°混合器连接，使得所述90°混合器输出相对于其接收端口的输入信号相移一角度Φ2的输出信号到双工器上。此外，两个双工器中的所述另一个如此与和发送端口连接的90°混合器连接，使得所述90°混合器输出相对于其发送端口的输入信号相移一角度Φ2的输出信号到双工器上。在接收端口和发送端口之间的该第二路径中，相移也相加，使得对于所述信号整体上产生两倍Φ2的相移。与此相应地，现在在发送端口和接收端口之间存在两个信号路径，所述两个信号路径相对于由发送端口输出的信号具有两倍Φ1或两倍Φ2的相移。如此设定所述90°混合器，使得角度Φ1和Φ2的差的值是约90°，|Φ1-Φ2|≈90°。在这种情形下，两个信号路径彼此具有180°的相对相移。因此，在接收端口上产生相消干涉，从而所述两个信号近乎消除。理想地，在具有两个构造相同的双工器和信号路径的相同路径长度的对称结构的情况下两个信号100%消除。此外，在所述扩展方案中，两个双工器分别与和天线端口连接的混合器的输出端之一连接。根据本发明的电路装置使得改善发送通道和接收通道的绝缘成为可能。附加地，改善了天线上负载改变的情况下的EVM（误差矢量振幅）、VSWRTX和VSWRRX抑制稳定性（远程选择）和通带中的振幅波纹并且稳定了群延迟。与此相应地，现在起还能够使用本身单独不提供两个通道的足够的绝缘的双工器。尤其在频率方面可调谐地构造的双工器属于此。这种所谓的可调谐双工器允许：在调谐范围内移动该双工器的通带并且因此与各个所需的发送通道和接收通道匹配该双工器的通带。通过根据本发明的电路装置还可以在可调谐双工器的情况下使发送端口和接收端口之间的绝缘最大化。90°混合器可以由分立元件构建或作为微带导体构建。被设计为微带导体的90°混合器也称作兰格耦合器。在一个实施中，放大器模块具有两个放大器，其中第一放大器串联联接在与发送端口连接的90°混合器和第一双工器之间并且其中第二放大器串联联接在与发送端口连接的90°混合器和第二双工器之间。在另一个实施中，放大器模块仅仅具有一个放大器，所述放大器串联联接在发送端口和所述90°混合器之一之间。在一个扩展方案中，所述端口之一均衡地构造并且具有两个彼此对称的连接端，所述两个连接端与各一个90°混合器连接。这不仅可以是发送端口，而且可以是接收端口。还可能的是，均衡地构造两个端口并且将相应的、彼此对称的连接端与各一个90°混合器连接。通常可以在放大器模块的放大器电路中设置其他的端口，所述其他的端口全部与各一个混合器连接。如果所述端口之一具有其他的连接端，则所述其他的连接端也与一个混合器连接。因此，以下也认为是最通常的实施：对于N个连接端设置N个混合器，其中N是大于等于3的整数。在不同于90°混合器的原理的情况下还可能的是，使用非对称混合器，所述非对称混合器产生其他相位转移，从而|Φ1-Φ2|≠90°。所述非对称混合器然后可以如此彼此联接，使得通过所述联接产生改善绝缘所需的约180°的相位转移。在这种情形下也改善所述绝缘。根据本发明的电路例如可以用于LTE频带XI和VII中的信号传输。LTE频带XI具有从1427.9MHz至1452.9MHz的发送范围和从1475.9MHz至1500.9MHz的接收范围。LTE频带VII的发送范围从2500MHz延伸至2570MHz并且所属的接收范围从2620MHz延伸至2690MHz。此外，以下是适合的：使用频带XIII中的电路，其发送频带从777MHz伸展至787MHz并且其接收频带从746MHz伸展至756MHz。然而，所述电路原则上也适合于其他的LTE频带。通常移动电话具有放大器电路，所述放大器电路或者被调谐用于1GHz周围的频率范围或用于2GHz周围的频率范围。这种放大器电路不能够覆盖LTE频带XI和VII。因此，它们可以通过根据本发明的放大器模块理想地补充，所述根据本发明的放大器模块恰恰被设计用于所述频带的频率。可能的是，所有电路元件—例如90°混合器或放大器—具有与确定的阻抗—例如50Ω—匹配的输入端和输出端。在一个实施中，放大器模块的至少一个放大器和/或至少一个90°混合器包括低欧姆的输出级。尤其功率放大器通常具有比50Ω更低的输出阻抗。放大器或其输出级可以具有在例如2Ω至10Ω的范围内的输出阻抗。I/Q放大器可以具有更高的、尽管如此可以是比50Ω更小的输出阻抗。I/Q放大器可以具有例如值<20Ω—例如10至20Ω—的输出阻抗。因此可能的是，当使用具有不同于50Ω的输出阻抗的放大器时，获得具有改善的有效功率和尤其改善的效率的放大器模块。可能的是，将阻抗匹配网络连接到放大器的低欧姆输出端，以便根据为其余电路设置的50Ω的阻抗来匹配所述阻抗。但还可能的是，使后续电路如此匹配相应的放大器，使得后续电路的输入阻抗与放大器的低输出阻抗一致。在一种实施方式中，放大器模块包括在所述放大器之一和/或所述90°混合器之一之后的阻抗变换网络。在一种实施方式中，所述放大器模块包括具有两个并联连接的放大器单元和两个90°混合器的I/Q放大器。I/Q放大器在此是包括两个可以并联连接的放大器单元以及两个90°混合器的放大器。在此，所述两个放大器单元通常联接在两个90°混合器之间并联连接的路径中。放大器的放大器单元和90°混合器在此可以具有比50Ω更低的输入阻抗和输出阻抗，以便获得改善的有效功率和尤其改善的效率。在一种实施方式中，放大器模块包括与90°混合器的第一输出端联接的第一阻抗变换网络和与90°混合器的第二输出端联接的第二阻抗变换网络。所述阻抗变换网络在此可以在输出侧与放大器模块的两个双工器联接并且所述放大器和/或与放大器联接的90°混合器的工作阻抗可以变换到双工器的工作频率上。在所述解决方案中，虽然必要的是，设置两个不同的阻抗变换网络；改善的效率的优点又抵掉由于根据要求而附加的额外成本引起的缺点。在一种实施方式中，放大器模块包括联接在90°混合器的第一输出端和第一阻抗变换网络之间的第一放大器单元以及联接在90°混合器的第二输出端和第二阻抗变换网络之间的第二放大器单元。然后可能的是，90°混合器具有与放大器的放大器单元的输入阻抗一致的输出阻抗，其中所述阻抗可以比50Ω更低。在任何情况下，放大器单元的输出阻抗通过阻抗变换网络变换到与其联接的双工器的工作阻抗上。在一种实施方式中，放大器模块包括用于放大器或放大器单元的电压调制器。已经发现，放大器的电源电压与相应的功率情形匹配时，放大器模块的上述实施方式还可以更节能地工作。在这种电源电压调制（英语：envelopetracking：包络跟踪）的情况下，HF放大器的电源电压匹配瞬时的输出功率。如果输出功率低，则降低电源电压。与此相反，如果输出功率高，则相应地增大电源电压。由此功率放大器在理想情形下始终接近其最大输出功率地工作，并且因此很高效地工作。电源电压调制的关键部件在此可以是电压调制器，所述电压调制器优选具有高效率并且本身是相对于HF放大器放大低通信号的功率放大器。在电源电压调制时，输出功率随着由待传输的声学信号的音调中推导出的频率而变化。因此，电压调制的频率通常位于音频频率处。在低频率时，构建高效功率放大器更为简单，从而可以容易地获得高效率的电压调制器。可能的是，对于电压调制器使用DC/DC转换器的技术或由音频技术已知的放大器原理。电源电压调制例如由文章“EnhancedClass-A/ABMobileTerminalPowerAmplifierEfficiencybyInputEnvelopeInjectionAnd'Seif'EnvelopeTracking”（AlirezaKheirkhahi、PeterM.Asbeck和LaurenceE.Larson著（C2011IEEE））公开。然而，目前为止，有问题的是通过由天线反射的TX信号的反向耦合，所述TX信号与直接由放大器提供的实际TX信号叠加。由叠加引起不匹配，所述不匹配损坏说明放大器必须加载的相应功率的包络线。原则上可能的是，通过阻抗匹配电路匹配信号路径和天线的阻抗，以至于包络线较少受损坏。然而，这种阻抗匹配电路意味着更高的制造成本。此外，在移动通信设备的经受小型化的趋势中经常就是缺少空间。电源电压调制与上面提到的放大器模块之一一起使用使得阻抗匹配电路的使用成为多余，因为由混合器和双工器组成的联接引起固有的阻抗匹配，所述固有的阻抗匹配对于对电源电压调制的要求足够。换言之，上面提到的放大器模块之一的提供连同由混合器/90°混合器和双工器的联接引起放大器的终端电阻几乎不变化，从而使放大器最佳地加负载并且没有由于在天线上的反射而发生TX信号的损坏。在此，通过阻抗元件—例如电阻，与地联接的混合器连接端能够引开反射的信号。尽管必须为电源电压调制设置附加的、在其方面具有一定的电流消耗的电路部件，整体上可以获得消耗优化的放大器模块，这尤其在LTE传输系统的使用中引起电源的使用寿命方面的优点。在一种实施方式中，放大器模块包括耦合器，用于使用于放大器或放大器单元的电源电压的调制的控制信号退耦。在此，使RF信号的功率的确定的百分比从信号路径中退耦并且用于确定放大器的功率标准。从其方面本身被放大的该信号被提供给放大器或放大器的放大单元，作为电源电压。在此，放大器的电源电压与功率相关，从而放大器本身始终工作在最佳工作点上。在一种实施方式中，放大器模块包括探测器，用于探测放大器或放大器单元的必需的电源电压。探测器在此可以包括由二极管和/或半导体开关组成的联接。在一种实施方式中，放大器模块包括放大器或放大器电压之前的信号路径中的延迟元件。当前电源电压的求取需要一定的时间间隔△t，RF信号必须在信号路径中延迟所述时间间隔，以便匹配的电源电压和RF信号在其中连接有功率放大器的信号路径中同步地施加到放大器上。在一种实施方式中，放大器模块包括用于电源电压调制的电路元件和用于去激活用于电源电压调制的电路元件的开关。如果可以预见例如因为可以预计哪个功率标准由放大器调用而不需要电源电压调制，则此外可以节省能量，其方式是，去激活电源电压调制的相应电路元件。自然可能的是，如果用于电源电压调制的电路元件又可以有助于能量节省时，重新激活它们。附图说明以下根据实施例和所属的图详细解释本发明。附图根据示意性的和不按比例的图示示出本发明的不同实施例。图1示出现有技术中已知的放大器模块。图2示出已知的、由分立元件组成的90°混合器。图3示出根据本发明的放大器模块的第一实施。图4示出图3中所示电路的通过特性和绝缘。图5示出图4中的剖面图。图6示出根据图3的电路的反射。图7根据本发明的放大器模块的第二实施。图8示出根据图7的放大器模块的通过特性和绝缘。图9示出图8的剖面图。图10示出根据图9的放大器的反射。图11示出在两个90°混合器之间具有两个放大器单元的放大器模块的电路框图。图12示出在90°混合器和两个双工器之间具有两个阻抗变换网络的放大器模块的电路框图。图13示出在90°混合器和两个阻抗变换网络之间具有放大器的两个放大器单元的放大器模块的电路框图。图14示出电源电压调制时放大的振幅的时间相关性。图15示出电源电压调制的简单实施方式的电路框图。图16示出电源电压调制的电路元件的扩展方案。图17示出电源电压调制的电路元件的另一个扩展方案。图18示出具有耦合器的电源电压调制的电路元件。图19示出具有对称Rx端口的放大器模块的框图。具体实施方式如图2所示，90°混合器是具有四个连接端101、102、103、104的电路网络。根据由分立元件组成的90°混合器解释工作原理，如图2所示的那样。90°混合器对称地构建。在连接端101上施加信号。连接端101和连接端102的连接然后变成干线105。该干线具有电感106。电感106与在旁线108中的另一个电感107磁性耦合。与此相应地，来自干线105的输入信号的一分量退耦并且耦合进旁线108中。连接端104与阻抗Z0连接并且通过所述阻抗终止。如果连接端102和103的阻抗相应地匹配，则几乎在连接端101上耦合进的全部信号在这两个连接端102、103上退耦。与此相应地，连接端104上几乎不输出信号分量并且连接端104实际上绝缘。在两个连接端102和103上输出的信号相对于彼此相移。彼此相对的相移是90°+Δn。Δn对于理想的90°混合器是0°。在真实的90°混合器中，对于Δn普遍的是约±3°。在最通常的情况下，90°混合器在连接端102上输出相对于输入信号相移一角度Φ1的信号，而在连接端103上输出相对于输入信号相移一角度Φ2的信号。此外，在理想的90°的情况下，有。角度Φ1和Φ2例如可以采用值0°和90°或值-45°和+45°。通过磁性耦合或电感耦合的耦合常数可以设定，哪个信号分量从干线105退耦并且耦合进旁线108中。图3示出根据本发明的放大器模块的第一实施例。该放大器模块具有发送端口TX、天线端口ANT和接收端口RX。这种电路装置例如可以用在移动无线电中。在此，发送端口和接收端口TX、RX通过不同的路径与相同的天线端口ANT连接。这种电路的决定性的特征参量是选择以及绝缘。绝缘是用于如下的量度：发送信号的哪个分量从发送端口TX到达接收端口RX。这种信号通常是非期望的。从接收端口RX接收到的信号在移动无线电中仅仅具有很小的信号强度。因此，决定性的是，所述信号没有附加地还受来自发送端口TX的寄生信号干扰。所述选择描述通过范围中的辐射功率与通过范围之外的衰减之间的关系。由于在移动无线电中很小的接收功率，所以接收信号和发送信号的高的选择是重要的。另一个决定性的参量是天线阻抗的不匹配的影响。通过用户的交互可以改变天线的阻抗。应如此设计放大器模块，使得它尽可能与天线阻抗的波动无关。此外，根据本发明的放大器模块具有两个双工器DPXl、DPX2和三个90°混合器HYB1、HYB2、HYB3。发送端口TX连接到90°混合器的连接端4上。施加在连接端4上的输入信号从90°混合器HYB1输出到连接端5和6上，其中输出的信号彼此相移90°并且具有相对于输入信号低约3dB的信号强度。在连接端5上输出相对于90°混合器的输入信号相移Φ2的信号。在连接端6上输出的信号相对于输入信号相移一角度Φ1。此外，在90°混合器HYB1的第四连接端7上施加负载阻抗，例如50Ω的负载电阻。所述负载阻抗还可以包括从R、L和C组成部分中选择的其他元件。所述负载阻抗负责阻抗匹配。90°混合器HYB1的连接端5和6分别与放大器PA1、PA2连接。放大器PA1、PA2的输出端又分别与两个双工器DPXl、DPX2之一连接。接收端口RX同样与90°混合器HYB2连接，更确切地说与90°混合器HYB2的连接端8连接。所述90°混合器的连接端9和10同样分别与两个双工器DPXl、DPX2之一连接。90°混合器HYB2的第四连接端11通过负载阻抗接地。天线端口ANT与90°混合器HYB3连接，更确切地说与所述90°混合器的连接端12连接。所述90°混合器HYB3的两个其他的连接端13、14分别与双工器连接。所述90°混合器HYB3的第四连接端通过负载阻抗接地。所述90°混合器HYB1、HYB2、HYB3和双工器DPXl、DPX2如此彼此联接，使得由于双工器DPXl、DPX2的有限的绝缘到达接收端口RX的发送信号在理想情况下相互抵消。在不同的信号路径上到达天线端口ANT的发送信号同时相长干涉。图4示出用于根据第一实施的放大器模块的通过特性。考虑一种放大器模块，其中在天线上施加3:1的驻波比。从0°到360°以20°步长分步增加相位角度，从而产生图4中所示的曲线簇。曲线S21根据信号的频率描述TX滤波器的插入衰减，也就是说，从发送端口TX到天线端口ANT的传送。曲线S32根据信号的频率描述RX滤波器的插入衰减，也就是说，从天线端口ANT到接收端口RX的传送。曲线S31描述双工器的绝缘，也就是说，信号从发送端口TX到接收端口RX的传送。图5示出图4中所示的通过特性的剖面图的放大。图5中示出TX滤波器的通过范围和RX滤波器的通过范围。图6示出用于图3中所示的放大器模块的曲线S11和S33。在此也从天线上3:1的驻波比出发。从0°到360°以20°步长分步增加相位角度，从而产生图6中所示的曲线簇。曲线S11描述在发送端口TX上反射的信号分量。曲线S33描述在接收端口RX上反射的信号分量。图7示出本发明的第二实施例。相对于第一实施例，两个放大器PA1、PA2已被移除并且通过唯一的放大器PA取代，所述唯一的放大器串联地设置在发送端口TX和与发送端口TX连接的90°混合器HYB1之间。所述电路装置显著改善了发送端口和接收端口TX、RX之间的绝缘。图8示出图7中示出的放大器模块的通过特性和绝缘，其中从天线上3:1的驻波比出发并且从0°到360°以20°步长分步增加相位角度。图9示出图8中所示的通过特性的剖面图，并且图10示出用于图7中所示的电路装置的曲线S33和S11。又从天线上3:1的驻波比出发并且从0°到360°以20°步长分步增加相位角度。图4和8的比较示出，对于根据第二实施例的电路装置，发送端口和接收端口之间的绝缘改善超过10dB。此外，图10示出即使在天线不匹配的情况下，也改善了驻波比的变化。与此相应地，插入衰减的波动很小。图5与图9的比较示出相应通带中振幅波纹的减少，这尤其对于LTE信号是重要的前提。图11示出放大器模块的电路框图（等效电路图），其中在发送端口TX和在TX侧与两个双工器联接的90°混合器HYB之间联接I/Q放大器。所述I/Q放大器包括在TX侧的混合器HYB以及在天线侧的混合器HYB。在TX侧的混合器HYB的输出连接端与在天线侧的混合器HYB的输入连接端之间联接放大器PA在并联的路径中的两个放大器单元。所述放大器单元可以包括低欧姆的输入连接端或输出连接端。与此联接的90°混合器HYB可以相应地匹配，从而不必直接在继放大器单元之后设置阻抗变换网络。因此，可以获得不必专门根据50Ω输出阻抗匹配并且因此可以更节能地工作的放大器。图12示出放大器模块的电路框图，其中在一侧与TX端口TX联接的放大器PA与另一侧双工器之间联接90°混合器和与90°混合器串联的阻抗变换网络MN。该阻抗变换转换机构（Impedanz-Transformations-Schaltwerke）MN在此联接在90°混合器的各一个输出端与两个双工器之一之间。图13示出放大器模块的电路框图，其中在发送端口TX和两个双工器之间连接90°混合器、放大器PA的两个放大器单元以及两个阻抗变换网络MN。该90°混合器HYB在此直接与发送端口TX联接。所述阻抗变换网络MN中的各一个与这两个双工器中的各一个联接。这两个放大器单元在并联的路径中联接在90°混合器HYB和阻抗变换网络MN之间。图14示例性地示出放大器的功率信号的包络线的振幅的时间相关性并且在此说明电源电压调制VM。在电源电压调制的情况下，可以根据待传输的当前功率来在不同的振幅A1和A2之间设定放大器模块的放大器的电源电压。在此还能够短暂地实现超过较大的振幅A2。整体上给放大器提供一电压，所述电压被如此选择或与待传输的RF信号匹配，使得放大器始终在最佳的工作范围中并且因此很节能地工作。因此，图14中所示的曲线示出待传输的RF信号的包络线，其确定放大器的电源电压。图15示出借助电源电压调制工作的放大器模块的一个简单的扩展方案，所述放大器模块包括联接在信号路径SP中的放大器PA以及包络线跟踪器ET（英语：envelopetracker）来作为电路部件VMC。图16示出在信号路径SP中包括延迟部件DC的放大器模块的一个扩展方案。此外，在信号路径SP中联接驱动器电路DRV。在放大器PA的输出端上联接阻抗变换网络MN。图17示出放大器模块的电路框图，其中用于电源电压调制的部件VMC包括开关SW，借助所述开关，包络线跟踪器ET可以耦合到信号路径SP上或与该信号路径分开。此外，还存在开关SW，借助该开关SW，可以在要弃用电源电压调制的情况下绕开从包络线跟踪器ET得到其电源电压的放大器PA。在放大器PA的输出连接端上联接有阻抗变换网络MN或阻抗变换网络MN与桥接开关SW联接，所述阻抗变换网络的输出端与双工器DPX的TX滤波器联接。放大模块的所有信号路径可以均衡地（即对地对称地）或不均衡地（即非对地对称地）构造。在图17的示例性图示中，TX信号路径不均衡地实现，而双工器DPX的RX滤波器的RX输出端均衡地实现。图18示出电源电压调制VMC的电路元件的一个扩展方案，其中在信号路径SP中联接耦合器C，以便使TX信号的功率的确定的百分比退耦并且通过包络线跟踪器ET作为电源电压输送到功率放大器PA。图19示出具有对称Rx端口的放大器模块的框图。与例如根据图7解释的那样的、具有仅仅非对称端口的实施相比，在此需要附加的混合器。所述放大器模块具有两个双工器DPX1、DPX2和四个90°混合器HYB1、HYB2、HYB3、HYB4。发送端口TX连接到90°混合器HBY4的第一连接端上。施加在所述连接端上的输入信号又从90°混合器HBY4输出到两个其他的连接端上，其中输出的信号彼此相移90°并且具有相对于输入信号小约3dB的信号强度。这两个输出端分别与相应双工器DPX1、DPX2联接。其他的混合器也可以类似地或相同地构造并且又以两个彼此相移的输出端的形式分别输出输入信号。两个双工器DPX1、DPX2的天线侧的输出借助另一个混合器HYB1在天线ANT上合并。所述双工器分别具有对称的Rx输出端，所述对称的Rx输出端具有两个连接端（用于对称的信号馈送）。两个双工器的Rx输出端的连接端中的各一个与混合器HYB2、HYB3中的各一个混合器的输入端连接。在此，这两个信号相位适当（phasenrichtig）相加地在输出端上输出并且输送到Rx端口RX的相应连接端。在Tx端口TX和第一混合器HYB4之间设置放大器PA。此外，与根据先前的实施例解释的相同的作用原理和优点在此也适用。这表明，可以借助仅仅一个附加的混合器（相对于具有非对称Rx端口的放大器模块）实现具有对称Rx端口的放大器模块。