基于动态前馈运算放大器的电路的制作方法
【专利摘要】本发明提供一种基于动态前馈运算放大器的电路。基于动态前馈运算放大器的电路包括运算放大器。运算放大器包括：第一放大级、第二放大级、第一电容、第二电容、以及第一前馈互导级。该第一前馈互导级耦接于第一电容、第二电容和第二放大级，其中第一电容、第二电容和第一前馈互导级形成具有第一增益曲线的高频路径，以及第一放大级和第二放大级形成具有第二增益曲线的高增益路径，其中运算放大器根据第一增益曲线和第二增益曲线提供开环增益。本发明所提供的基于动态前馈运算放大器的电路，可用于高速和宽频带的应用。
【专利说明】基于动态前馈运算放大器的电路
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种运算放大器，特别涉及一种基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器。
【背景技术】
[0002]运算放大器(Operational amplifiers, OPAMPs)在电子装置和电子器件(例如，反相放大器、积分器、滤波电路)中应用很广泛。随着CMOS工艺规模的快速发展，近年来超大规模集成电路(Very Large Scale Integration)中的电源电压显著降低。作为大多数模拟系统中的基本块，运算放大器被要求在低电压应用中同时具有高增益和大带宽。由于通过堆叠晶体管增加增益的传统的共源共栅(cascode)放大器的电压摆幅小而不适用于低电压设计，更多的电路设计者意识到多级放大器的重要性，其中多级放大器可以通过水平增加增益级的数目提升增益。然而，由于在小信号传递函数中的多级放大器多极点特性，所有的多级放大器面临闭环稳定性问题。因此，提出了很多频率补偿拓扑结构(topologies)以保证多级放大器的稳定性。一般地，应用于传统的驱动器芯片中的运算放大器通常具有两级放大器。其中，该运算放大器的第一级放大电路用于提高增益，以及该运算放大器的第二级输出电路用于驱动电容性负载或电阻性负载(capacitive or resistive load)。此外，多级运算放大器也很受欢迎。
[0003]放大器电路最重要的特性通常是增益和带宽。放大器的增益和带宽成反比例关系(inverse relationship)。一般地,高增益值与低带宽关联，以及低增益值与高带宽关联。各种补偿技术(例如Miller补偿或Ahuja补偿)用于调节放大器的极点的频率。Miller补偿采用连接(connected across)第二放大器级的输入和输出的反馈电容。在Ahuja补偿中，电流(current)增益装置加入第二放大器级的反馈环中。
【发明内容】
[0004]有鉴于此，本发明提出一种基于动态前馈运算放大器的电路。
[0005]依据本发明一实施方式，提供一种基于动态前馈运算放大器的电路。该基于动态前馈运算放大器的电路包括运算放大器。该运算放大器包括:第一放大级，放大差分输入信号对以提供中间差分信号对；第二放大级，放大该中间差分信号对以提供差分输出信号对；第一电容，耦接于该第一放大级的非反相输入端；第二电容，耦接于该第一放大级的反相输入端；以及第一前馈互导级，耦接于该第一电容、该第二电容和该第二放大级，其中该第一电容、该第二电容和该第一前馈互导级形成该差分输入信号对的具有第一增益曲线的高频路径，以及该第一放大级和该第二放大级形成该差分输入信号对的具有第二增益曲线的高增益路径，其中该运算放大器根据该第一增益曲线和该第二增益曲线提供开环增益。
[0006]依据本发明另一实施方式，提供一种基于动态前馈运算放大器的电路。该基于动态前馈运算放大器的电路包括运算放大器。该运算放大器包括:第一放大级，放大差分输入信号对以提供中间差分信号对；第二放大级，放大该中间差分信号对以提供输出差分信号对；第一电容，耦接于该第一放大级的非反相输入端；第二电容，耦接于该第一放大级的反相输入端；第一前馈互导级，耦接于该第一电容、该第二电容和该第二放大级；以及补偿单元，耦接于该第二放大级，提供有效的共模电容量和有效的差模电容量以用于该运算放大器，其中该有效的差模电容量小于该有效的共模电容量。
[0007]本发明所提出的基于动态前馈运算放大器的电路，可提高稳定性。
【专利附图】
【附图说明】
[0008]图1为根据本发明实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的示意图。；
[0009]图2为根据本发明实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器的示意图。
[0010]图3A为图2所示的运算放大器的差分输入信号对的开环增益和频率的关系的频率响应的示意图。
[0011]图3B为传统的运算放大器的开环增益和频率的关系的频率响应的示意图。
[0012]图4A为图2所示的放大级的差模的示意图。
[0013]图4B为图2所示的放大级的共模的示意图。
[0014]图5为根据本发明另一实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器的示意图。
[0015]图6为根据本发明另一实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器的示意图。
[0016]图7为根据本发明另一实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器的示意图。
[0017]图8为根据本发明另一实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器的示意图。
【具体实施方式】
[0018]以下描述为执行本发明的较佳实施方式。然而此较佳实施方式仅用于解释本发明，并非用以限定本发明。因此，本发明的保护范围应以权利要求记载的范围为准。
[0019]图1为根据本发明实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路10的示意图。基于动态前馈运算放大器的电路10包括运算放大器(operational amplifier, 0ΡΑΜΡ) 20,运算放大器30、运算放大器40以及其他相关装置(例如，电容、电阻等)。在此实施方式中，运算放大器20、运算放大器30和运算放大器40为动态前馈AB类放大器。此外，基于动态前馈运算放大器的电路10可以应用于跨阻放大器(transimpedance amplifier, TIA)、增益可编程放大器(progra_ab I e-gain amplifier, PGA)、滤波器、模数转换器(ADC)缓冲器、或delta-sigma模数转换器(Δ SADC)中，以用于高速和宽频带(wideband)的应用。根据本发明的一个实施方式，基于动态前馈运算放大器的电路10仅包括一个运算放大器(例如，运算放大器20、运算放大器30或运算放大器40)。
[0020]图2为根据本发明实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器100的示意图。运算放大器100包括放大级110和放大级120，前馈互导级130和共模反馈级(common-mode feedback stage,在附图中简称为CMFB) 140。根据本发明的一个实施方式，放大级Iio和放大级120为互导级。放大级110具有接收差分输入信号VIP的非反相输入端和接收差分输入信号VIN的反相输入端,其中差分输入信号VIP和差分输入信号VIN为差分输入信号对。放大级110放大差分输入信号对VIP和VIN，以提供中间差分信号对VSP和VSN至放大级120。如图2所示，放大级110的反相输出端和非反相输出端分别耦接于放大级120的反相输入端和非反相输入端。放大级120放大中间差分信号对VSP和VSN以输出差分输出信号对VOP和V0N。共模反馈级140并联耦接于放大级120，其中放大级120的反相输出端和非反相输出端分别耦接于共模反馈级140的第一输入端和第二输入端，以及共模反馈级140的第一输出端和第二输出端分别耦接于放大级120的反相输入端和非反相输入端。此外，运算放大器100进一步包括电容Cbi和电容CB2，电阻Rbi和电阻RB2，以及补偿单元150和补偿单元160。电容Cbi耦接于放大级110的非反相输入端和前馈互导级130的非反相输入端之间，以及电容Cb2耦接于放大级110的反相输入端和前馈互导级130的反相输入端之间。此外，电阻Rbi耦接于电容Cbi和参考结点NI之间，以及电阻Rb2耦接于电容Cb2和参考结点N2之间，其中参考结点NI和参考结点N2用于接收固定的参考电压VDC。此夕卜，前馈互导级130的反相输出端和非反相输出端分别耦接于放大级120的反相输出端和非反相输出端。补偿单元150，在放大级120的负反馈环和正反馈环中分别提供第一电容量和第二电容量；以及补偿单元160，在放大级120的负反馈环和正反馈环中分别提供第一电容量和第二电容量。举例来说，补偿单元150包括设置于放大级120的非反相输入端的负反馈环中的电容Ca和设置于放大级120的非反相输入端的正反馈环中的电容Cc2。电容Ca耦接于放大级120的非反相输入端和反相输出端之间并具有第一电容量，以及电容Ck耦接放大级120的非反相输入端和非反相输出端之间并具有第二电容量。请一并参考图4A和图4B，对于中间差分信号对VSP和VSN，共模信号Scm在放大级120的正反馈环和负反馈环中具有相同的相位，以及差模信号Sdm在放大级120的正反馈环和负反馈环中具有相反的相位。相似地，补偿单元160包括设置于在放大级120的反相输入端的负反馈环的电容Cc3和设置于在放大级120的反相输入端的正反馈环中的电容Ce4。电容Cra耦接于放大级120的反相输入端和非反相输出端之间并具有第一电容量，以及电容Ce4f禹接放大级120的反相输入端和反相输出端之间并具有第二电容量。电容Ca和电容Cra具有相同的电容量(例如，第一电容量)，以及电容Cc2和电容Cc4具有相同的电容量(例如，第二电容量)。
[0021]图3A为图2所示的运算放大器100的差分信号对的开环增益和频率的关系的频率响应的示意图。请一并参考图2和图3A，电容Cb1、电容Cb2和前馈互导级130形成差分信号对的具有增益曲线210的高频路径，其中增益曲线210包括主导极点fP2。放大级110和放大级120形成差分信号对的具有增益曲线220的高增益路径，其中增益曲线220包括主导极点fP1和主导极点fP2 (主导极点fP1〈主导极点fP2)。在运算放大器100中，通过高频路径确定整体稳定性，其中电容Cbi和电容Cb2用于提供高频路径的交流稱合(AC-coupling)。根据补偿单元150和补偿单元160，当差分信号对的频率小于频率fe2时，运算放大器100根据增益曲线220提供开环增益；以及当差分信号对的频率大于频率fC2时，运算放大器根据增益曲线210提供开环增益，其中根据增益曲线220和增益曲线210的交点确定频率fC2，以及主导极点fP1〈主导极点fP；E〈频率fra，如开环增益250所示。
[0022]图3B为传统的运算放大器的开环增益和频率的关系的频率响应的示意图。在传统的运算放大器中，设置于输出放大级的每一个负反馈环中的补偿电容C。将影响高增益路径的开环增益，如增益曲线230所示。增益曲线230包括主导极点fP3和主导极点fP2 (主导极点fP3〈主导极点fP1〈主导极点fP2,其中主导极点fP1为图3A中增益曲线220的一个主导极点)。因此，当差分信号对的频率小于频率&时，传统的运算放大器根据增益曲线230提供开环增益；以及当差分信号对的频率大于频率fa时，传统的运算放大器根据增益曲线210提供开环增益，其中根据增益曲线230和增益曲线210的交点确定频率fa以及主导极点fP3〈频率fa〈主导极点fP2，如开环增益240所示。请一并参考图3A和图3B，与传统的运算放大器的开环增益240相比，运算放大器100的开环增益250不会恶化(degrade)
[0023]图4A为图2所示的放大级120的差模(differential mode, DM)的示意图。为简化描述，仅描述补偿单元150。为响应位于放大级120的非反相输入端的差模信号SDM，放大级120提供位于放大级120的非反相输出端的信号S2和位于放大级120的反相输出端的信号SI，其中信号S2和差模信号Sdm同相位，以及信号SI和差模信号Sdm反相位。因此，补偿单元150的有效的差模电容量C。DM与电容Ca的电容量和电容Cc2的电容量之差相等，即有效的差模电容量Ccldm=电容Ca的电容量-电容Ce2的电容量。根据本发明的一个实施方式，电容Ca的电容量和电容Cc2的电容量大致上相等(例如，等于补偿电容C。的电容量的一半，电容Cci的电容量=电容Cc2的电容量=1/2 X补偿电容Cc的电容量)，因此有效的差模电容量Cc DM接近零。因此，使差模高频开环增益得到优化。
[0024]图4B为图2所示的放大级120的共模(common mode, CM)的示意图。为简化描述，仅描述补偿单兀150。为响应位于放大级120的非反相输入端的共模信号Scm,放大级120提供位于放大级120的非反相输出端的信号S4和位于放大级120的反相输出端的信号S3,其中信号S3和信号S4同相位以及信号S3和共模信号Scm反相位。因此，补偿单元150的有效的共模电容量Cc O1与电容Ca的电容量和电容Cc2的电容量之和相等，即有效的共模电容量C。O1=电容Ca的电容量+电容Ce2的电容量。根据本发明的一个实施方式，电容Ca的电容量和电容Cc2的电容量大致上相等(例如，等于补偿电容C。的电容量的一半，电容Ca的电容量=电容Cc2的电容量=1/2 X补偿电容Cc的电容量)，因此有效的共模电容量Cccm接近补偿电容Cc，并且有效的差模电容量Cc DM小于有效的共模电容量Cc CM。
[0025]以上描述仅用于解释本发明，而并非作为本发明的限制条件。相似地，根据本发明的实施方式，补偿单元160具有与补偿单元150相似的特点，即补偿单元160提供的有效的共模电容量与电容Cra的电容量和电容Cc4的电容量之和相等，以及补偿单元160提供的有效的差模电容量与电容Cra的电容量和电容Cw的电容量之差相等。其中补偿单元160的有效的差模电容量Cc dm接近零，以及补偿单元160的有效的共模电容量Cc cm接近补偿电容Cc。有效的差模电容量Cc DM小于有效的共模电容量Cc CM。
[0026]图5为根据本发明另一实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器300的示意图。与图2中的运算放大器100相比，补偿单元350进一步包括分别与电容Cci串联的电阻Rsi和与电容Cc2串联的电阻Rs2，以及补偿单元360进一步包括分别与电容Cc3串联的电阻Rs3和与电容Cc4串联的电阻Rs4。在此实施方式中，电阻Rsi耦接于电容Ca和放大级120的反相输出端之间，电阻Rs2耦接于电容Cc2和放大级120的非反相输出端之间，电阻Rs3耦接于电容Cc3和放大级120的非反相输出端之间，以及电阻Rs4耦接于电容Cc4和放大级120的反相输出端之间。根据本发明的另一实施方式，电阻Rsi耦接于电容Ca和放大级120的非反相输入端之间，电阻Rs2耦接于电容Cc2和放大级120的非反相输入端之间，电阻Rs3耦接于电容Ce3和放大级120的反相输入端之间，以及电阻Rs4耦接于电容Cc4和放大级120的反相输入端之间。具体地，补偿单元350和补偿单元360的电阻和电容的串联顺序可以交换。
[0027] 图6为根据本发明另一实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器400的示意图。运算放大器400包括放大级410、放大级420_1_放大级420J(、前馈互导级430_1_前馈互导级430_K以及共模反馈级440。放大级410接收并放大差分输入信号对VIP和VIN，以提供中间差分信号对VSPl和VSNl至放大级420_1。放大级420_1放大中间差分信号对VSPl和VSNl以输出中间差分信号对VSP2和VSN2，以此类推。最后，放大级420_Κ放大中间差分信号对VSPK和VSNK以输出差分输出信号对VOP和V0N。共模反馈级440并联于串联的(serial)放大级420_1_放大级420_K，其中放大级420_Κ的反相输出端和非反相输出端分别耦接于共模反馈级440的第一输入端和第二输入端，以及共模反馈级440的第一输出端和第二输出端分别耦接于放大级420_1的反相输入端和非反相输入端。此外，运算放大器400进一步包括与前馈互导级430_1_前馈互导级430_Κ相应的电容CBn-电容CBK1、电容Cb12-电容CBK2、电阻Rm-电阻RBK1、电阻Rb12-电阻RBK2。前馈互导级430_1-前馈互导级430J(中的每一个通过各自的交流耦合电容耦接于放大级410，以及前馈互导级430_1_前馈互导级430_K中的每一个的输入端通过相应的电阻被连接至固定的参考电压。此外，前馈互导级430_1_前馈互导级430_Κ中的每一个的输出端耦接于相应的放大级的输出端。举例来说，前馈互导级430_Κ的反相输出端和非反相输出端耦接于放大级420_Κ的反相输出端和非反相输出端。电容Cbki耦接于放大级410的非反相输入端和前馈互导级430_Κ的非反相输入端之间，以及电容Cbk2耦接于放大级410的反相输入端和前馈互导级430_Κ的反相输入端。此外，前馈互导级430_Κ的非反相输入端通过电阻Rbki被连接至固定的参考电压Vra，以及前馈互导级430_K的反相输入端通过电阻Rbk2被连接至固定的参考电压Vra ;前馈互导级430_1的非反相输入端通过电阻Rbii被连接至固定的参考电压VDa，以及前馈互导级430_1的反相输入端通过电阻Rb12被连接至固定的参考电压VDC1。此外,放大级420_1_放大级420_K中的每一个具有相应的补偿单元450_1_补偿单元450_K以及补偿单元460_1_补偿单元460_Κ。举例来说，补偿单元450_1包括电容Cei l，耦接于放大级420_1的非反相输入端和放大级420_Κ的反相输出端之间；以及电容Ca 2，耦接于放大级420_1的非反相输入端和放大级420_Κ的非反相输出端之间；补偿单元460_1包括电容Ca 3，耦接于放大级420_1的反相输入端和放大级420_Κ的非反相输出端之间；以及电容Cci 4，耦接于放大级420_1的反相输入端和放大级420_Κ的反相输出端之间。以此类推，补偿单元450_Κ中，电容Cau和电容CeK 2的耦接关系分别与电容Ca」和电容Ca 2的耦接关系类似；补偿单元460_K中，电容CeK 3和电容Ccx 4的耦接关系分别与电容Ca 3和电容Ca 4的耦接关系类似。具体地，对于放大级420_1_放大级420_K中的每一个，相应的补偿单元分别耦接于放大级420_1_放大级420_Κ的输入端和放大级420_Κ的输出端之间。根据本发明的一个实施方式，相应的补偿单元可以代替一些放大级420_1_放大级420_Κ的补偿电容Ce。
[0028]图7为根据本发明另一实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器500的示意图。与图6中的运算放大器400相比，相应的补偿单元进一步包括分别串联耦接于补偿单元的电容的电阻(即电阻Rsu-RsiI…、电阻RSK—「Rij)。举例来说，在补偿单元550_1中，电阻Rsij和电阻Rsi 2分别串联耦接于电容CaJ和电容Cci 2 ;在补偿单元560_1中，电阻Rsi 3和电阻Rsi 4分别串联耦接于电容Ca 3和电容Ca 4。以此类推，补偿单元550_K中，电阻Rsk」和电阻Rsk 2的耦接关系分别与电阻Rsi l和电阻Rsi 2的耦接关系类似；补偿单元560_K中，电阻Rsk 3和电阻Rsk 4的耦接关系分别与电阻Rsi 3和电阻Rsi 4的耦接关系类似。如上所述，补偿单元550_1_补偿单元550_Κ和补偿单元560_1_补偿单元560_Κ的电阻和电容的串联顺序可以交换。
[0029]图8为根据本发明另一实施方式的基于动态前馈运算放大器的电路的运算放大器600的示意图。与图2中的运算放大器100相比，运算放大器600进一步包括前馈互导级670、电容Cb3和电容CB4、以及电阻Rb3和电阻Rb4。前馈互导级670并联耦接于放大级120。电阻Rb3，耦接于前馈互导级670的非反相输入端和接收固定的参考电压Vlie21的参考结点N3之间。电阻RB4，耦接于前馈互导级670的反相输入端和接收固定的参考电压Vdc21的参考结点N4之间。电容Cb3耦接于放大级120的非反相输入端和电阻Rb3之间，以及电容Cb4耦接于放大级120的反相输入端和电阻Rb4之间。此外，前馈互导级670的非反相输入端通过电阻Rb3被连接至固定的参考电压VDC21，以及前馈互导级670的反相输入端通过电阻Rb4被连接至固定的参考电压％。21。前馈互导级670的非反相输出端耦接至放大级120的非反相输出端，以及前馈互导级670的反相输出端耦接至放大级120的反相输出端。以上描述仅用于解释本发明，而并非作为本发明的限制条件。相似地，根据本发明的实施方式，前馈互导级670可以并联耦接于放大级420_1_放大级420_K。本领域技术人员在阅读本发明之后，可以了解其原理和具体实现方式，为求简洁，不再赘述。
[0030]本发明中所用术语“大致”是指在可接受的误差范围内，本领域技术人员能够在一定误差范围内解决所述技术问题，基本达到所述技术效果。举例而言，“有效的差模电容量大致等于零”是指在不影响结果正确性时，本领域技术人员能够接受的与“有效的差模电容量完全等于零”有一定误差的数值范围。
[0031]虽然本发明以较佳实施例揭露如上，然而必须了解其并非用以限定本发明。相反，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许更动与润饰，因此本发明的保护范围应当以权利要求书所界定的保护范围为准。
【权利要求】
1.一种基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，包括: 运算放大器，包括: 第一放大级，放大差分输入信号对以提供中间差分信号对； 第二放大级，放大该中间差分信号对以提供差分输出信号对； 第一电容，耦接于该第一放大级的非反相输入端； 第二电容，耦接于该第一放大级的反相输入端；以及 第一前馈互导级，耦接于该第一电容、该第二电容和该第二放大级， 其中该第一电容、该第二电容和该第一前馈互导级形成该差分输入信号对的具有第一增益曲线的高频路径，以及该第一放大级和该第二放大级形成该差分输入信号对的具有第二增益曲线的高增益路径， 其中该运算放大器根据该第一增益曲线和该第二增益曲线提供开环增益。
2.根据权利要求1所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于， 当该差分输入信号对的频率小于特定频率时，该运算放大器根据该第二增益曲线提供该开环增益；以及 当该差分输入信号对的频率大于该特定频率时，该运算放大器根据该第一增益曲线提供该开环增益； 其中该特定频率是根据该第一增益曲线和该第二增益曲线的交点而确定，以及该第二增益曲线具有小于该特定频率的主导极点。
3.根据权利要求1所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，进一步包括: 第一补偿单元，在该第二放大级的第一负反馈环和第一正反馈环中分别提供第一电容量和第二电容量；以及 第二补偿单元，在该第二放大级的第二负反馈环和第二正反馈环中分别提供该第一电容量和该第二电容量。
4.根据权利要求3所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于， 该第一补偿单元包括: 第三电容，稱接于该第二放大级的非反相输入端和反相输出端之间，具有该第一电容量；以及 第四电容，耦接于该第二放大级的非反相输入端和非反相输出端之间，具有该第二电容量; 该第二补偿单元包括: 第五电容，耦接于该第二放大级的反相输入端和非反相输出端之间，具有该第一电容量；以及 第六电容，耦接于该第二放大级的反相输入端和反相输出端之间，具有该第二电容量。
5.根据权利要求4所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于， 该第一补偿单元进一步包括: 第三电阻，与该第三电容串联； 第四电阻，与该第四电容串联；以及 该第二补偿单元进一步包括: 第五电阻，与该第五电容串联；第六电阻，与该第六电容串联。
6.根据权利要求3所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于， 该第一补偿单元和该第二补偿单元中的每一个提供的有效的共模电容量与该第一电容量和该第二电容量之和相等；以及 该第一补偿单元和该第二补偿单元中的每一个提供的有效的差模电容量与该第一电容量和该第二电容量之差相等。
7.根据权利要求6所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，该有效的差模电容量大致等于零。
8.根据权利要求1所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，进一步包括: 第一电阻，耦接于该第一电容和用于接收固定的第一参考电压的第一参考结点之间；以及 第二电阻，耦接于该第二电容和用于接收固定的该第一参考电压的第二参考结点之间。
9.根据权利要求1所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，进一步包括: 第二前馈互导级，并联耦接于该第二放大级； 第三电阻，耦接于该第二前馈互导级的非反相输入端和接收固定的第二参考电压的第三参考结点之间； 第四电阻，耦接于该第二前馈互导级的反相输入端和接收固定的该第二参考电压的第四参考结点之间； 第三电容，耦接于该第三电阻和该第二放大级的非反相输入端之间；以及 第四电容，耦接于该第四电阻和该第二放大级的反相输入端之间。
10.根据权利要求1所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，进一步包括: 共模反馈级，并联耦接于该第二放大级。
11.根据权利要求1所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，该运算放大器为AB类放大器。
12.根据权利要求1所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，该基于动态前馈运算放大器的电路应用于跨阻放大器、增益可编程放大器、滤波器、模数转换器缓冲器、或delta-sigma模数转换器中。
13.一种基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，包括: 运算放大器，包括: 第一放大级，放大差分输入信号对以提供中间差分信号对； 第二放大级，放大该中间差分信号对以提供输出差分信号对； 第一电容，耦接于该第一放大级的非反相输入端； 第二电容，稱接于该第一放大级的反相输入端； 第一前馈互导级，耦接于该第一电容、该第二电容和该第二放大级；以及补偿单元，耦接于该第二放大级，提供有效的共模电容量和有效的差模电容量以用于该运算放大器，其中该有效的差模电容量小于该有效的共模电容量。
14.根据权利要求13所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，该补偿单元包括: 第一单元，在该第二放大级的第一负反馈环和第一正反馈环中分别提供第一电容量和第二电容量；以及 第二单元，在该第二放大级的第二负反馈环和第二正反馈环中分别提供该第一电容量和该第二电容量。
15.根据权利要求14所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于， 该第一单元包括: 第三电容，稱接于该第二放大级的非反相输入端和反相输出端之间，具有该第一电容量；以及 第四电容，耦接于该第二放大级的非反相输入端和非反相输出端之间，具有该第二电容量; 该第二单元包括: 第五电容，耦接于该第二放大级的反相输入端和非反相输出端之间，具有该第一电容量；以及 第六电容，耦接于该第二放大级的反相输入端和反相输出端之间，具有该第二电容量。
16.根据权利要求15所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于， 该第一单元进一步包括: 第三电阻，与该第三电容串联； 第四电阻，与该第四电容串联；以及 该第二单元进一步包括: 第五电阻，与该第五电容串联； 第六电阻，与该第六电容串联。
17.根据权利要求14所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于， 该有效的共模电容量与该第一电容量和该第二电容量之和相等；以及 该有效的差模电容量与该第一电容量和该第二电容量之差相等。
18.根据权利要求17所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，该有效的差模电容量大致等于零。
19.根据权利要求13所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，进一步包括: 第一电阻，耦接于该第一电容和用于接收固定的第一参考电压的第一参考结点之间； 第二电阻，耦接于该第二电容和用于接收固定的该第一参考电压的第二参考结点之间； 第二前馈互导级，并联耦接于该第二放大级； 第三电阻，耦接于该第二前馈互导级的非反相输入端和接收固定的第二参考电压的第三参考结点之间； 第四电阻，耦接于该第二前馈互导级的反相输入端和接收固定的该第二参考电压的第四参考结点之间； 第三电容，耦接于该第三电阻和该第二放大级的非反相输入端之间；以及 第四电容，耦接于该第四电阻和该第二放大级的反相输入端之间。
20.根据权利要求13所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，进一步包括: 共模反馈级，并联耦接于该第二放大级。
21.根据权利要求13所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，该运算放大器为AB类放大器。
22.根据权利要求13所述的基于动态前馈运算放大器的电路，其特征在于，该基于动态前馈运算放大器的电路应用于跨阻放大器、增益可编程放大器、滤波器、模数转换器缓冲器、或delta-sigma模数 转换器中。
【文档编号】H03F1/00GK103986429SQ201410024161
【公开日】2014年8月13日 申请日期:2014年1月20日 优先权日:2013年2月7日
【发明者】王麒云, 楼志宏 申请人:联发科技股份有限公司