数字滤波器的制作方法

本发明涉及一种数字滤波器，尤其涉及一种将SINC滤波器与陷波滤波器组合而成的数字滤波器。

背景技术：

作为ΔΣAD转换器中所使用的抽取滤波器，SINC滤波器广为人知。SINC滤波器能以(1－z^-N)/(1－z^-1)这一传递函数加以表达。我们知道，通过提高ΔΣAD转换器内所使用的ΔΣ调制器的次数，可提高噪声整形的效果，但必须使后级的抽取滤波器(SINC滤波器)的次数高于ΔΣ调制器的次数。

例如，此处考虑使用2次ΔΣ调制器的AD转换器。作为SINC滤波器，如图7所示，需要3次滤波器。若以传递函数来表达该SINC滤波器，则为{(1－z^-N)/(1－z^-1)}^3。此处，我们还知道如下情况：将构成传递函数的分母部分的累积计算部与构成传递函数的分子部分的差分计算部分离，在以1/N的频率进行下采样之后设置差分计算部。在图7的例子中，SINC滤波器由如下结构构成：利用频率变换部102连接将累积计算部100加以3级级联而成的元件与将差分计算部101加以3级级联而成的元件。累积计算部100以采样频率f_S进行动作，差分计算部101和频率变换部102以采样频率f_D＝f_S/N进行动作。

另外，在产业用途等工业系应用中，大多情况下需要用以去除商用频率即50Hz/60Hz的滤波器。作为去除50Hz/60Hz这样特定频率的滤波器，已知有带限滤波器或陷波滤波器。虽然这些滤波器通过模拟电路也能够实现，但可以像图8、图9那样通过数字电路来实现陷波滤波器。

如图8所示，去除输入数据中所包含的50Hz的成分的陷波滤波器由差分计算部200和累积计算部201构成。在图8的例子中，将构成差分计算部200的延迟部设为2级级联的构成，对采样频率100Hz也就是周期10ms的数据求与2样本前的数据的差分，由此可去除50Hz(＝20ms)的频率成分(参考文献“中村尚五，《初学者的数字滤波器(ビギナーズデジタルフィルタ)》，东京电机大学出版局，p.154-165，1989年”)。

如图9所示，去除输入数据中所包含的60Hz的成分的陷波滤波器由差分计算部300和累积计算部301构成。在图9的例子中，将构成差分计算部300的延迟部设为5级级联的构成，对周期10ms的数据求与5样本前的数据的差分，由此可去除60Hz的频率成分。

通过在图7所示的SINC滤波器的后级组合图8、图9所示的两种陷波滤波器或某一种陷波滤波器，可获得去除了商用频率的转换结果。在像日本这样50Hz和60Hz的商用频率同时存在的国家，必须50Hz和60Hz都能够去除。因此，必须像图10所示那样串联去除50Hz的陷波滤波器和去除60Hz的陷波滤波器。也可自动判别商用频率为50Hz还是60Hz而选择陷波滤波器的特性，或者由使用者利用切换开关等来设定陷波滤波器的特性，但不利之处在于会追加额外的检测电路或者对用户的负担。

在图10的构成中，累积计算部和差分计算部均由数字电路构成，因此信号线具有多个位宽。位宽必须以不会引起内部饱和的方式加以选择。位宽取决于进行下采样的频率比N，需要K×log2(N)+1[bit](参考文献“J.C.Candy and G.C.Temes，《过采样ΔΣ数据转换器(Oversampling Delta-Sigma Data Converters)》，IEEE Press，p.1-29，1991”)。此处，K为滤波器的级数，若像图7、图10那样SINC滤波器为3次滤波器，则K＝3。例如，在N＝256时想要16比特精度的情况下，需要25比特。因此，需要与其位宽相应的寄存器。

技术实现要素：

发明要解决的问题

如上所述，在数字滤波器中，需要与数据的位宽相应的寄存器，而随着与寄存器内的数据的加法电路及减法电路的位宽也在增加，电路规模会增大。在产业用途中，高比特分辨率、高精度要求较高，因此数字滤波器的输出大多为16比特～24比特。因此，电路规模的增加较为明显。即便在通过集成电路来实现ΔΣAD转换器的情况下，芯片面积也会增大，因此导致芯片单价上升，从而被迫承受经济上的负担。

本发明是为了解决上述问题而成，其目的在于削减将SINC滤波器与陷波滤波器组合而成的数字滤波器的电路规模。

解决问题的技术手段

本发明的数字滤波器的特征在于包括：多级级联构成的累积计算部，其按与输入数据的采样频率相同的采样频率f_S的时钟进行动作，按每1样本而累积输入数据；频率变换部，其以采样频率f_D＝f_S/N(N为2以上的整数)间隔剔出输入自所述多级级联构成的累积计算部中最末级的累积计算部的采样频率f_S的数据；多级级联构成或1级的第1差分计算部，其按采样频率f_D的时钟进行动作，从输入自所述频率变换部的数据中减去1个样本前的数据；以及特定频率去除用第2差分计算部，其按采样频率f_D的时钟进行动作，从输入自所述多级级联构成的第1差分计算部中最末级的第1差分计算部或者所述1级的第1差分计算部的数据中减去多个样本前的数据。

发明的效果

根据本发明，通过由多级级联构成的累积计算部、频率变换部、多级级联构成或1级的第1差分计算部、以及第2差分计算部构成数字滤波器，可削减将SINC滤波器与陷波滤波器组合而成的数字滤波器的电路规模。

附图说明

图1A、图1B为说明在本发明中合成SINC滤波器的差分计算部与陷波滤波器的累积计算部的原理的图。

图2为说明在本发明中切换陷波滤波器的有效/无效的原理的图。

图3为表示本发明的第1实施例的数字滤波器的构成的框图。

图4A、图4B、图4C为说明在本发明的第2实施例中对构成进行简化的原理的图。

图5为表示本发明的第2实施例的数字滤波器的构成的框图。

图6为表示本发明的第2实施例的数字滤波器的累积计算及频率变换部的构成的框图。

图7为表示以往的SINC滤波器的构成的框图。

图8为表示去除50Hz的以往的陷波滤波器的构成的框图。

图9为表示去除60Hz的以往的陷波滤波器的构成的框图。

图10为表示将SINC滤波器与陷波滤波器组合而成的构成的框图。

具体实施方式

[发明的原理]

图1A、图1B为说明本发明的原理的图。图1A表示有SINC滤波器的差分计算部11和连接于该SINC滤波器的后级的、由差分计算部20和累积计算部21构成的陷波滤波器。在本发明中，通过合成(抵消)SINC滤波器的差分计算部11与陷波滤波器的累积计算部21来削减数字滤波器的电路规模。在图1B的例子中，通过合成差分计算部11与累积计算部21，成为仅去除50Hz的陷波滤波器的差分计算部20留下的形式。以传递函数表达该合成时，如下式。

(1－z^-1)·{(1－z^-2)/(1－z^-1)}＝1－z^-2

图1A、图1B的例子的陷波滤波器是以10ms周期下的采样为前提。滤波器的截止频率等可根据采样频率来改变，但由于陷波滤波器的构成取决于商用频率，因此取决于频率的绝对值。因此，采样频率只取决于硬件构成。

也就是说，在需要将采样频率设为另一频率时，必须设为不使用去除50/60Hz的陷波滤波器的构成。在这种应用的情况下，若图1A、图1B的构成保持不变，则原本的SINC滤波器的结果都将无法获得。因此，通过像图2那样使用与陷波滤波器的规格有无相应的选择信号SEL，可选择是否利用陷波滤波器。

即，当通过选择信号SEL使多工器23选择A侧时，延迟部22与延迟部24得以串联，因此图2的20作为去除50Hz的陷波滤波器的差分计算部而发挥功能。另一方面，当使多工器23选择B侧时，延迟部24不在信号路径上，因此图2的20不再作为陷波滤波器而发挥功能，而是作为SINC滤波器的差分计算部而发挥功能。

对于去除60Hz的陷波滤波器，同样也可合成陷波滤波器的累积计算部与SINC滤波器的差分计算部。

[第1实施例]

下面，参考附图，对本发明的实施例进行说明。图3为表示本发明的第1实施例的数字滤波器的构成的框图。本实施例的数字滤波器包括：多级级联构成的累积计算部10，其按与输入至数字滤波器的数据的采样频率相同的采样频率f_S的时钟进行动作，按每1样本而累积输入数据；多级级联构成或1级的差分计算部11，其按采样频率f_D＝f_S/N的时钟进行动作，从输入数据中减去1个样本前的数据；频率变换部12，其设置在最末级的累积计算部10的输出与初级的差分计算部11的输入之间，以采样频率f_D间隔剔出输入自最末级的累积计算部10的采样频率f_S的数据；50Hz去除用差分计算部20，其按采样频率f_D的时钟进行动作，从输入自差分计算部11的数据中减去多个样本前的数据；以及60Hz去除用差分计算部30，其按采样频率f_D的时钟进行动作，从输入自差分计算部20的数据中减去多个样本前的数据。

各累积计算部10由加法部13和延迟部14构成，所述加法部13将输入至累积计算部10的采样频率f_S的数据与1样本前的累积结果相加，所述延迟部14使输出自加法部13的累积结果延迟1个样本程度(采样频率f_S的时钟的周期程度)而输入至加法部13。如此，各累积计算部10按采样频率f_S的每一时钟而累积输入至累积计算部10的数据。

例如，在将本实施例的数字滤波器用作ΔΣ调制器的后级的抽取滤波器的情况下，累积计算部10的级数i(即SINC滤波器的次数，i为2以上的整数，本实施例中i＝3)必须高于ΔΣ调制器的次数。此外，在本实施例中，由于要抵消SINC滤波器的差分计算部与去除50Hz的陷波滤波器的累积计算部、并抵消SINC滤波器的差分计算部与去除60Hz的陷波滤波器的累积计算部，因此最低限度需要与SINC滤波器的所抵消的差分计算部相应的数量的累积计算部10。因而，累积计算部10的级数(次数)i的最低值为2。

频率变换部12以与采样频率f_D＝f_S/N(进行下采样的频率比N为2以上的整数)的时钟同步的方式进行导通而对数据进行间隔剔出(下采样)，由此将输出自最末级的累积计算部10的采样频率f_S的数据转换为采样频率f_D的数据。

差分计算部11由延迟部15和减法部16构成，所述延迟部15使从频率变换部12输入至差分计算部11的采样频率f_D的数据延迟1个样本程度(采样频率f_D的时钟的周期程度)，所述减法部16从输入至差分计算部11的数据中减去延迟部15的输出数据。如此，差分计算部11从输入至差分计算部11的数据中减去1个样本前的数据。

累积计算部10、差分计算部11及频率变换部12构成了SINC滤波器，但如上所述，由于要抵消SINC滤波器的差分计算部与去除50Hz的陷波滤波器的累积计算部、并抵消SINC滤波器的差分计算部与去除60Hz的陷波滤波器的累积计算部，因此差分计算部11的级数为(i－2)。因而，在i＝2时，不要差分计算部11。在该情况下，连接频率变换部12的输出与差分计算部20的输入即可。在设置差分计算部11的情况下，累积计算部10的级数i为3以上。

差分计算部20由延迟部22、多工器23、1级或多级级联构成的延迟部24以及加法部25构成，所述延迟部22使从差分计算部11输入至差分计算部20的采样频率f_D的数据延迟1个样本程度(采样频率f_D的时钟的周期程度)，所述多工器23根据选择信号SEL将延迟部22的输出数据输出至第1输出端子或第2输出端子中的某一方，所述1级或多级级联构成的延迟部24使多工器23的第1输出端子的输出数据延迟1个样本程度(采样频率f_D的时钟的周期程度)，所述加法部25将输入至差分计算部20的数据、延迟部24的输出数据、多工器23的第2输出端子的输出数据相加。在设置多级级联构成的差分计算部11的情况下，最末级的差分计算部11的输出数据被输入至差分计算部20。此外，在像图3所示那样设置1级的差分计算部11的情况下，该差分计算部11的输出数据被输入至差分计算部20。此外，在设置多级级联构成的延迟部24的情况下，最末级的延迟部24的输出数据被输入至加法部25。此外，在像图3所示那样设置1级的延迟部24的情况下，该延迟部24的输出数据被输入至加法部25。

如上所述，当通过选择信号SEL使多工器23选择A侧(第1输出端子侧)时，延迟部22与延迟部24得以串联，因此差分计算部20作为去除50Hz的陷波滤波器的差分计算部而发挥功能。另一方面，当通过选择信号SEL使多工器23选择B侧(第2输出端子侧)时，差分计算部20不再作为陷波滤波器而发挥功能，而是作为SINC滤波器的差分计算部而发挥功能。

延迟部22的级数始终为1。另一方面，关于延迟部22与延迟部24的合计的级数j(j为2以上的整数，本实施例中j＝2)，以可去除输入数据中所包含的50Hz的成分的方式加以设定即可。因而，级数j根据采样频率f_D而发生变化。

差分计算部30由延迟部32、多工器33、多级级联构成或1级的延迟部34以及加法部35构成，所述延迟部32使从差分计算部20输入至差分计算部30的采样频率f_D的数据延迟1个样本程度(采样频率f_D的时钟的周期程度)，所述多工器33根据选择信号SEL将延迟部32的输出数据输出至第1输出端子或第2输出端子中的某一方，所述多级级联构成或1级的延迟部34使多工器33的第1输出端子的输出数据延迟1个样本程度(采样频率f_D的时钟的周期程度)，所述加法部35将输入至差分计算部30的数据、延迟部34的输出数据、多工器33的第2输出端子的输出数据相加。在设置多级级联构成的延迟部34的情况下，最末级的延迟部34的输出数据被输入至加法部35。此外，在设置1级的延迟部34的情况下，该延迟部34的输出数据被输入至加法部35。

当通过选择信号SEL使多工器33选择A侧(第1输出端子侧)时，延迟部32与延迟部34得以串联，因此差分计算部30作为去除60Hz的陷波滤波器的差分计算部而发挥功能。另一方面，当通过选择信号SEL使多工器33选择B侧(第2输出端子侧)时，差分计算部30不再作为陷波滤波器而发挥功能，而是作为SINC滤波器的差分计算部而发挥功能。

延迟部32的级数始终为1。另一方面，关于延迟部32与延迟部34的合计的级数k(k为2以上的整数，本实施例中k＝5)，以可去除输入数据中所包含的60Hz的成分的方式加以设定即可。因而，级数k根据采样频率f_D而发生变化。

如上所述，在本实施例中，通过抵消SINC滤波器的差分计算部与去除50Hz的陷波滤波器的累积计算部、并抵消SINC滤波器的差分计算部与去除60Hz的陷波滤波器的累积计算部，可削减将SINC滤波器与陷波滤波器组合而成的数字滤波器的电路规模。

此外，在本实施例中，通过在差分计算部20、30中设置多工器23、33，在需要将采样频率f_D设为不同于设计时的频率(本实施例中为100Hz)的另一频率时，可利用选择信号SEL使多工器23、33选择B侧，由此设为不使用去除50Hz的陷波滤波器以及去除60Hz的陷波滤波器的构成。

[第2实施例]

接着，对本发明的第2实施例进行说明。在第1实施例的数字滤波器中，最末级的累积计算部10、频率变换部12及差分计算部11这一部分的构成(图4A)可转换为图4B的样子，最终可转换为图4C的样子。通过使用这种转换的原理，可将第1实施例的数字滤波器简化为图5的样子。

在本实施例中，使用累积计算及频率变换部17代替图3中的最末级的累积计算部10、频率变换部12及差分计算部11。在设置多级级联构成的差分计算部11的情况下，设置累积计算及频率变换部17代替最末级的累积计算部10、频率变换部12以及初级的差分计算部11即可。

累积计算及频率变换部17按采样频率f_S的每一时钟而累积输入自前级的累积计算部10的采样频率f_S的数据，并按采样频率f_D的每一时钟而将累积结果输出至差分计算部20。

图6为表示累积计算及频率变换部17的构成的框图。累积计算及频率变换部17由加法部26、触发器27及触发器28构成，所述加法部26将输入至累积计算及频率变换部17的采样频率f_S的数据与1个样本前的累积结果相加，所述触发器27为如下延迟部，即，使输出自加法部26的累积结果延迟1个样本程度(采样频率f_S的时钟的周期程度)而输入至加法部26，所述触发器28按采样频率f_D的每一时钟而保持并输出加法部26的输出数据。对触发器27输入与采样频率f_D的时钟同步的重置信号R，按采样频率f_D的每一时钟而重置触发器27。

如此，在本实施例中，可进一步简化第1实施例的数字滤波器。再者，在本实施例中，由于使用累积计算及频率变换部17代替图3中的最末级的累积计算部10、频率变换部12及差分计算部11，因此必须设定(i－2－1)≥0，且必须将累积计算部10与累积计算及频率变换部17的合计的级数i设为3以上。

此外，在累积计算部10与累积计算及频率变换部17的合计的级数i为4以上的情况下，由于(i－2－1)≥1，因此必须设置多级级联构成或1级的差分计算部11。在该情况下，在累积计算及频率变换部17的输出与差分计算部20的输入之间以串联方式插入(i－2－1)个差分计算部11即可。

第1、第2实施例的数字滤波器并不限于ΔΣAD转换器中所设置的抽取滤波器，只要是需要组合SINC滤波器与陷波滤波器的领域，均可加以运用。

此外，虽然第1、第2实施例没有言及图3、图5的数字滤波器的从输入起到输出为止的各信号线的位宽，但各信号线的位宽例如为16比特～24比特。

此外，在第1、第2实施例中，是在差分计算部11的后面连接50Hz去除用差分计算部20、在50Hz去除用差分计算部20的后面连接60Hz去除用差分计算部30，但并不限于此，也可在差分计算部11的后面连接60Hz去除用差分计算部30、在60Hz去除用差分计算部30的后面连接50Hz去除用差分计算部20。

此外，在第1、第2实施例中，设置有50Hz去除用差分计算部20和60Hz去除用差分计算部30两方，但也可仅设置差分计算部20和差分计算部30中的任一方。在第1实施例中仅设置差分计算部20和差分计算部30中的任一方的情况下，差分计算部11的级数为(i－1)。此外，在第2实施例中仅设置差分计算部20和差分计算部30中的任一方的情况下，在累积计算部10与累积计算及频率变换部17的合计的级数i为3以上时，在累积计算及频率变换部17的输出与差分计算部20或差分计算部30的输入之间以串联方式插入(i－2)个差分计算部11即可。

此外，在第1、第2实施例中，设置有商用频率去除用陷波滤波器作为特定频率去除用陷波滤波器，但并不限于此。只要以可去除输入数据中所包含的特定频率的成分的方式设定用于差分计算部20的延迟部22、24的级数j，便可实现能去除所期望的频率的陷波滤波器。差分计算部30也是一样的。

工业上的可利用性

本发明可运用于数字滤波器。

符号说明

10累积计算部，11、20、30差分计算部，12频率变换部，13、25、26、35加法部，14、15、22、24、32、34延迟部，16减法部，23、33多工器，17累积计算及频率变换部，27、28触发器。