用于控制高侧开关元件的转换速率的电路的制作方法

本发明涉及用于控制高侧开关元件的转换速率的电路，具体涉及n沟道功率金属氧化物半导体场效晶体管。

背景技术：

诸如功率金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)以及绝缘栅双极型晶体管(IGBT)之类的功率半导体器件可被用作用于使负载开关的开关元件(或“开关”)。

驱动器电路用于向功率半导体器件的栅极施加信号，以便使设备在OFF(关闭)和ON(开启)状态之间切换。可控制设备的开关速度(在本文被称为“转换速率”)以便足够快地减少功率损耗，但是足够慢以避免可能引起放射电磁干扰的高频瞬变。

图1是用于使负载Z开关的高侧n沟道MOSFET的第一常用的驱动器电路的示意图。MOSFET的漏极连结到正电压源V_BAT，并且源极连接到负载的一个端子。负载的另一个端子经由低侧开关元件连结到地GND。高侧驱动器电路包括经由电阻器R耦合到MOSFET的栅极的可切换的电压源。可在正供电电压V_CP与地GND之间切换电压源。寄生电容包括栅极-漏极电容C_GD，和栅极-源极电容C_GS。栅极-漏极电容C_GD常常被称为“密勒电容”。转换速率取决于电阻器和密勒电容的值。

尽管第一驱动器电路简单且容易实施，但其经受一个或多个缺点。首先，不存在反馈环路，并且因此驱动器电路不准许转换速率被连续地控制。此外，电阻器通常是分立组件，这可能增加材料清单。驱动器电路典型地具有大量程的转换速率。也存在起因于密勒电容所引起的栅电荷Q_G到米勒平坦区的开始的上升的长的时间延迟以及由栅极-漏极电容C_GD引起的米勒平坦区的开始之上的栅电荷Q_G的慢的增长率。

图2是用于使负载开关的高侧n沟道MOSFET的第二常用的驱动器电路的示意图。

第二驱动器电路使用可编程电流控制器。驱动器电路简单且容易实施，并且允许转换速率被连续地控制。然而，其共有第一驱动器电路的一些缺点，诸如时间延迟。

DE 103 46 307 B3描述一种用于控制与负载串联的低侧MOSFET的低侧驱动器电路。电容器被连接在MOSFET的栅极与地之间。然而，像第一常用的驱动器电路一样，该驱动器电路不准许转换速率被连续地控制。

US 5 397 967 B描述一种用于控制高侧场效晶体管的高侧驱动器电路。该电路包括其输出连接到场效晶体管的栅极的运算放大器，由此提供闭环电压跟随器。电容器被连接在放大器的非反相输入与基准电势或地之间。在放大器的非反相输入与基准电势或地之间，电流源与电容器并联连接。

通过在闭环电压跟随器的输入处的电压斜升或斜降来控制转换速率。该驱动器电路可补偿寄生电容并且容忍大量程。可通过减小开始时间来优化时间。

US 6 072 289 B描述用于在电机的电机控制电路中控制转换速率的系统，其包括耦合到电机的线圈的高侧开关设备。高侧转换速率控制电路控制施加到线圈的电压激励信号的转换速率。转换速率控制电路包括：具有耦合到高侧开关设备的输入的输出的放大器、将放大器的第一输入耦合到地的电流吸收器、将放大器的第一输入耦合到地的电容器以及从高侧开关设备的输出到放大器的第二输入的反馈路径。

US 5 589 744 B描述一种用于在换向序列中在开启期间控制在电机线圈的转换速率的电路。该电路包括用于将误差放大器的输出与输入缓冲放大器的输入相比较的比较器。比较器仅仅在输入已经以受控速率被充电之后将误差放大器的输出连接到缓冲放大器的输入。集成缓冲放大器包括具有反馈电容器的放大器，和连接在其输入的电流源，用于在晶体管的开启期间降低电压转换速率。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供一种用于控制负载开关中的高侧开关元件(诸如nMOS晶体管)的转换速率的电路。该电路包括：用于设置转换速率的可变电流源；放大器，其包括耦合到基准电压源的第一输入、耦合到可变电流源的第二输入以及用于驱动开关元件的信号的输出。该电路包括从连接到或可连接到开关元件的输出的输入端子到放大器的第二输入的反馈路径。该反馈路径包括串联电压差分元件，诸如串联电容器。

可以是实施简单且便宜的该电路可用于使用可变的电流来设置转换速率。因此，转换速率可根据应用而变化。

电压差分元件可以是电容器。

开关元件可以是晶体管，优选地是功率晶体管。开关元件可以是金属氧化物半导体(MOS)场效晶体管。开关元件可以是nMOS晶体管。开关元件可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。优选地在跟随器配置中布置开关元件。

该电路可以进一步包括用于选择性地将驱动信号锁定在给定状态的电路，该锁定电路包括用于确定信号的状态的装置以及用于设置第二输入处的信号电平以确保状态被锁定在给定状态的装置。

这可帮助增加对噪声的抗扰、提供干净的接通和断开和/或已经切换到ON或OFF状态，减少功率损耗。

该电路可以进一步包括位于差分放大器的输出与连接到或可连接到开关元件的控制电极的电路输出之间的非反相缓冲器。

该电路可以进一步包括置于电路输入和电压差分元件之间的预定标器。

根据本发明的第二方面，提供一种集成电路，其包括：至少一个电路，和控制逻辑，其被配置为设置用于该电路或者每个电路的可变电流源的电流。

该集成电路可以是专用集成电路(ASIC)。

根据本发明的第三方面，提供一种系统，其包括：至少一个电路或集成电路以及具有控制电极和输出的至少一个高侧开关元件。该电路或者每个电路被配置为控制相应的开关元件，凭此差分放大器的输出耦合到控制电极，并且开关元件的输出耦合到电路输入。

该系统可以进一步包括至少一个负载，每个负载连接到相应的开关元件。该负载可以是电机的定子线圈。该负载可以是线圈或继电器或螺线管。该负载可以是加热元件。

该系统可以包括两个、三个或更多电路。因而，该系统可用于控制多相负载，诸如三相电机。

根据本发明的第四方面，提供一种使用电路来控制负载开关中的高侧开关元件的转换速率的方法，该方法包括使用可变电流源来设置电流。

根据本发明的第五方面，提供一种计算机程序，计算机程序在由控制器执行时使该控制器执行该方法。

根据本发明的第六方面，提供一种承载或存储计算机程序的计算机可读媒介(其可以是非暂时型的)。

附图说明

现在将参考附图的图3至图5b通过示例来描述本发明的某些实施例，在附图中：

图1是第一驱动器电路和开关元件的示意图；

图2是第二驱动器电路和开关元件的示意图；

图3是用于控制和驱动一个或多个负载的系统的框图；

图4是负载、负载开关和高侧栅极驱动器的示意图；以及

图5a和5b是示意地图示出使用图4中示出的高侧栅极驱动器时、负载两端的输出电压随着时间的变化的时间图。

具体实施方式

参考图3，示出了用于控制和驱动一个或多个负载2的系统1。负载2例如可以是电机中的线圈、螺线管或继电器中的线圈、加热元件或具有复阻抗Z的其他形式的负载。系统1可被用于控制三相电机——即，具有三个负载2的电机，或者其他类型的多相设备。

系统1包括诸如微控制器的控制器3、前置驱动器集成电路(IC)4和用于该负载2或者每个负载2的负载开关5。

负载开关5包括高侧开关元件6，高侧开关元件6采用n沟道功率金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)(在本文也被称为“nMOSFET”或简称为“nMOS晶体管”)的形式。

nMOS晶体管6可以是分立组件或可以被集成到负载开关IC中或被集成到前置驱动器IC 4中。nMOS晶体管6被配置为源极跟随器。nMOS晶体管6的漏极D连结到来自电池(未示出)的正电压供电V_BAT，并且源极S连接到负载2的第一供电侧端子7。负载2的第二端子8经由低侧开关元件9连接到地GND。正电压供电不是必须由电池来提供，而可以是从干线供电或其他类型的供电提供。

前置驱动器IC 4包括控制逻辑10和高侧栅极驱动器电路11。高侧驱动器电路11具有连接到nMOS晶体管6的栅极G的驱动器输出12以及连接到在或位于nMOS晶体管6的源极S和供电侧端子7之间的抽头14的反馈输入13。抽头14测量nMOS晶体管6的输出，即，出现在负载2两端的驱动器输出电压V_OUT。

高侧栅极驱动器11

参考图4，更详细地示出了负载2、负载开关5和高侧栅极驱动器11。

如较早解释地，nMOS晶体管6的漏极D连结到正电压供电V_BAT，并且源极S连接到负载2的第一端子7。负载2的第二端子8经由低侧开关元件6连接到地GND。

通过具有非反相输入和反相输入以及输出18的差分放大器15(在本文被称为“驱动差分放大器”)来驱动nMOS晶体管6。

电压源19被连接在地与放大器15的非反相输入之间并且向驱动差分放大器15提供固定参考电压V_ref。

高侧栅极驱动器11包括由控制逻辑10(图3)控制的可编程电流源20。可编程电流源20包括布置在电源线V_DD和地GND之间的第一电流源21、第一开关22、第二开关23和第二电流源24。可编程电流源20能够提供具有正负斜率的可变电流。可编程电流源20经由节点25向驱动差分放大器15的反相输入提供控制电流i_CTRL。

高侧栅极驱动器11包括经由节点25、位于反馈输入13与驱动差分放大器15的反相输入之间的反馈路径26。路径26包括串联电压差分元件27。电压差分元件27采取电容器27的形式。然而，可使用其他形式的电压差分元件27，诸如信号处理器(未示出)。使用信号处理器(未示出)作为电压差分元件27可允许电压差分元件27的属性变化。

高侧栅极驱动器11可以包括可选的电路28，用于选择性地将输出18处的驱动信号锁定到HIGH——即ON，或者LOW——即OFF。电平锁定电路28包括具有相应的非反相和反相输入以及相应的输出36、37的第一和第二差分放大器29、30。每个非反相输入连接到差分放大器15的输出18，并且每个反相输入连接到相应的电压源38、39。电压源38、39提供分别用于ON和OFF状态的箝位阈值。第一电压源38的箝位阈值略低于ON电压电平(例如约100mV)，并且第二电压阈值39的箝位阈值略高于OFF电压电平(例如约100mV)。第一和第二差分放大器29、30分别被用于确定驱动信号是ON还是OFF。

锁定电路28包括第一和第二二输入与门40、41。第一差分放大器29的输出36和第二差分放大器30的输出37连接到与门40、41的相应的第一输入。控制逻辑10(图3)向与门40、41的相应的第二输入提供控制信号OFF、ON。与门40、41具有相应的输出42、43，用于控制在正供电轨2×V_ref与地GND之间以图腾柱配置被布置并且具有连接到电容器27和节点25之间的反馈路径26的抽头46的第一开关44和第二开关45。V_ref可例如是在1.2V周围的带隙电压。然而，V_ref可采用其他值。

高侧栅极驱动器11可以包括位于驱动差分放大器15的输出18和驱动输出15之间的可选非反相缓冲器47。非反相缓冲器47可以包括在正供电轨V_CP和地GND之间以推挽配置布置的nMOS晶体管48和pMOS晶体管49。非反相缓冲器47包括电阻旁路50以帮助最终建立正确的栅电压。电阻旁路50采取电阻器的形式。

高侧栅极驱动器11可以包括连接在反馈输入13和电容器27之间的可选预定标器51。预定标器51可用于使驱动器输出电压V_OUT降压。预定标器51可采取分压器的形式。

高侧栅极驱动器11也可以包括位于驱动器输出12和反馈输入13之间的开关52。该开关可用于帮助确保低位值欧姆栅极短路以用于提高EMC抗扰。开关52可采取nMOS栅源的形式。该开关可由门输出42来控制。

操作

参考图3、4、5a和5b，现在将更详细地描述转换速率控制。

经由前置驱动器控制逻辑10，控制器3用于设置期望的转换速率。期望的转换速率取决于负载(例如，电机线圈、加热元件等等)的使用和类型并且牵涉考虑电磁发射水平和功率消耗。

在开启期间，通过以下公式(1)给出驱动器输出电压V_OUT，即

V_OUT≈(1/C_FB)∫i_CTRL dt (1)

在提供控制电流i_CTRL时，向nMOS晶体管6的栅极施加驱动信号并且栅电荷Q_G增加。可通过以下公式(2)来近似驱动器输出电压的变化速率，即，转换速率，即：

dV_OUT/dt≈(1/C_FB)i_CTRL (2)

纵然电容器27的值是固定的，也可使用可编程电流源20来设置转换速率。如果使用信号处理器或其他形式的可变和/或可编程电压差分元件27，那么电容C_FB的值不必是固定的，并且因此可使用电压差分元件27可变地设置转换速率。

图5a和图5b示意地图示出驱动器输出电压V_OUT关于来自控制逻辑10的控制信号OFF和ON的行为。

参考图3、4和5a，控制逻辑10使控制信号ON从低切换至高。这使可编程电流源20向驱动差分放大器15的反相输入提供正控制电流i_CTRL。在驱动器输出电压V_OUT开始上升到正供电轨电压V_BAT的10％之前，存在传播延迟t_start。此后，通过(1/C_FB)i_CTRL来定义输出电压V_OUT的增长率。在流逝的时间t_slope之后，输出电压达到正供电轨电压V_BAT的90％。

如果使用锁定电路28，那么一旦差分放大器输出18超过上箝位阈值电压电平，然后电路28锁定输出18，并且因此锁定驱动器输出电压V_OUT。

控制逻辑10然后可使控制信号ON从高切换至低。

类似的处理用于使负载开关5切换为断开。

参考图3、4和5b，控制逻辑10使控制信号OFF从低切换至高。这使可编程电流源20向驱动差分放大器15的反相输入提供负控制电流i_CTRL。在驱动器输出电压V_OUT开始下降10％之前，存在传播延迟t_start。此后，通过(1/C_FB)i_CTRL来定义输出电压V_OUT的降低率。在流逝的时间t_slope之后，输出电压达到正供电轨电压V_BAT的10％。

如果使用锁定电路28，那么一旦差分放大器输出18降到上箝位阈值电压电平之下，然后电路28锁定输出18，并且因此锁定驱动器输出电压V_OUT。

控制逻辑10然后可使控制信号OFF从高切换至低。

如果系统1包括具有多个负载2的多相设备，那么为每个开关元件5提供高侧栅极驱动器11。因此，对于三相电机，提供三个高侧栅极驱动器11。可以在相同的前置驱动器IC 4中提供多个栅极驱动器11。每个栅极驱动器11可以被提供相应的控制逻辑10或可以共享相同的控制逻辑10。

高侧栅极驱动器11可具有一个或多个优点。

高侧栅极驱动器11不易受nMOS晶体管参数的变化和速率的影响，并且因此可被用于更多种类的nMOS晶体管。其也可用于更多种类的开关式负载。通过可变电流源20，例如考虑负载阻抗、电池电压和激励晶体管参数，可根据特定应用对转换速率进行编程并且可根据负载状态调整转换速率。可在前置驱动器IC中容易地实施高侧栅极驱动器11。与已知的标准栅极电流控制的驱动器解决方案相比，本发明优化桥接配置中的非重叠时间，并且由此优化功率效率。

将理解的是，可以对以上描述的实施例作出许多修改。

可使用可作为跟随器类型行为的其他开关元件6，即，其中开关元件6的输出节点跟随开关元件6的输入节点。例如，可以使用IGBT。

开关负载可以包括低侧n-MOS晶体管，并且前置驱动器IC 4可以包括用于低侧n-MOS晶体管的低侧栅极驱动器。