WIFI应用中高线性度的CMOSRF功率放大器的制作方法

本申请涉及并且要求于2014年9月10日提交、题为“HIGH-LINEARITY CMOS WIFI RF POWER AMPLIFIERS IN WIDE RANGE OF BURST SIGNALS”的美国临时申请No.62/048,737的权益，通过引用将其公开的全部内容整体并入本文。

声明：联邦资助研究/开发

不适用

技术领域

本公开一般地涉及射频(RF)集成电路，并且更具体地，涉及WIFI应用中在大范围的突发信号上具有高线性度的互补金属氧化物半导体(CMOS)RF功率放大器。

背景技术：

无线通信系统在涉及长距离和短距离的信息传输等多个情境中使用，以及在用于解决本领域每个已知的特定需求的大范围模式中使用。一般来说，无线通信涉及被不同地调制以表示信息/数据的RF载波信号，并且信号的编码、调制、发送、接收、解调和解码符合用于其协调的一套标准。

在局域数据网络情境中，WLAN或无线LAN，也常被称为WiFi和802.11(指代管理IEEE标准)，被最广泛采用。之后更高级的WiFi标准，诸如802.11ac，以及其所基于的之前的802.11n和802.11a标准，指定正交频分复用系统，其中在正交频分复用系统中，不同频率处的等间隔的子载波被用来传输数据。局域内的若干计算机系统或网络节点可以连接到接入点，接入点继而可以提供到其它网络和更大的全球因特网网络的链接。所有规格的计算设备，包括移动电话、平板计算机和个人计算机，现在都具有WiFi连接性，并且WiFi网络随处可见。

作为任何无线通信系统的基础，WiFi网络接口设备包括收发器，即，组合的发送器和接收器电路。收发器使用其数字基带系统将数字数据编码为模拟基带信号，并且用RF载波信号调制基带信号。在接收时，收发器下变频(down-convert)RF信号，解调基带信号，并且解码由基带信号表示的数字数据。与收发器相连的天线将电信号转变为电磁波，反之亦然。在大多情况下，收发器电路自身不生成足够的功率以及不具有用于通信必要的足够的灵敏度。因此，在收发器和天线之间使用额外的电路，该额外的电路被称为前端。前端包括用于提高传输功率的功率放大器和/或用于增加接收灵敏度的低噪放大器。

在WiFi系统中使用的RF功率放大器理想地具有线性性能，该线性性能就所传输的信号的误差矢量幅度(EVM)而言予以描述。为了保存能量，功率放大器根据施加到其输入的传输信号突发而被导通和关断。但是，这样的切换生成瞬态的电流、电压、功率增益、相位等。具体地，斜变(ramping)信号的边沿导致EVM的劣化，也被称为动态EVM，其被认为不同于静态EVM，其中在静态EVM中，施加到功率放大器的控制信号处于持续导通状态。瞬态信号除了归因于动态切换的电流和电压外，功率放大器电路中的晶体管的热属性也导致瞬态信号。

在出版物“Static and Dynamic Error Vector Magnitude Behavior of2.4-GHz Power Amplifier”,Sang-Woong Yoon,IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,Vol.55,No.4,April 2007中，提出了热效应对动态EVM的影响，并且同静态EVM作比较。但是，解释限于在突发期间输出功率电平改变，其被认为等同于增益改变。传统的通信系统可以容易地解调具有所描述的小功率电平变化的信号。尽管探索了热加热影响动态EVM的根本原因，但只提出了部分解释。随后，在出版物“Self-heating and Memory Effects in RF Power Amplifiers Explained Through Electro-Thermal Modeling”,Wei Wei,et al.,in NORCHIP 2013,November 2013中，发现了由于热效应，在已调制的信号中可发现幅度-幅度(AM-AM)和幅度-相位(AM-PM)失真二者。发现这些失真影响互调产物的水平和相位。根据所描述的模拟，即使低于50kHz的双音调间距，在互调失真的左侧产物和右侧产物中没有区别。实际的实施方案中，包络变化可以达几个兆赫兹或数十兆赫兹的速率。这样快速的频率变化不被认为导致在半导体裸芯内的功率放大器晶体管温度的快速且大的变化。在使用传统的砷化镓(GaAs)或硅技术的WiFi系统中，用于功率放大器晶体管级的热时间常数可以从几个微秒到几个数十微秒变化。

在Doherty等人的美国专利No.8,260,224中公开了一种用于在传输突发开始时补偿功率放大器瞬变(transient)的技术。该技术被认为在RF信号突发之前，需要通过超过百微秒的高电流和连续电流整形得到的脉冲式“预加热”。这样的“预加热”被认为对WiFi信号是不切实际的，因为传入(incoming)的RF信号突发根据网络协议依赖于多个因素。问题在于，RF传输信号的延迟被认为导致数据吞吐量的大量减少。更进一步，需要额外的控制输入/定时，并且，尽管这通常不存在于现有WiFi平台解决方案中。

Hershberger等人的美国专利申请公开No.2013/0307625公开了偏置升压电路，该偏置升压电路被施加到WiFi功率放大器中的RF晶体管的基极。在RF信号突发期间施加恒定偏置，此外，在突发开始时施加指数衰减的升压电流以补偿RF瞬变。尽管该技术可能适用于使用双极晶体管实现的功率放大器，但在基于CMOS的功率放大器中，可能生成高水平的瞬变，并且进一步降低动态EVM。

Kim等人的美国专利申请公开No.2013/0127540公开了具有相位补偿电路的功率放大器。具体地，公开了对线性功率放大器的在具有预失真的RF信号功率电平上的相位补偿，但未被认为对于最小化在信号突发边沿处的动态EVM变化是有用的。

在Struble等人的美国专利No.7,532,066中公开了专用于WiFi功率放大器的瞬态补偿电路。电流操控(steering)电路被用来按照与Hershberger相同的原理、在RF信号突发开始时添加电流。但是，未考虑动态衰减，并且解决方案似乎受限于功率电平依赖性。

在出版物标题为“Front-end Modules with Versatile Dynamic EVM Correction for 802.11 Applications in the 2 GHz Band”,Samelis等人,2014IEEE Topical Conference on Power Amplifiers for Wireless and Radio Applications(PAWR),Jan.2014中，公开了用于WiFi前端电路的、用硅锗(SiGe)异质结双极晶体管(HBT)功率放大器实现的动态EVM补偿电路的测试结果。指示出热依赖性为针对不同突发情况的动态EVM的根源，但只考虑了通常用于移动应用的约176微秒的极短突发窗口。在提出的电路中，在不同功率电平处的初级校准期间需要数字化设置。更进一步，提出的电路被认为不适合用于增大的偏置电压，其中该增大的偏置电压是最近诸如在802.11ac标准中指定的那些调制方案中是常见的。

根据这些原理，近来实施802.11n和/或802.11ac的WiFi系统可以采用高达几个毫秒的更宽的突发以传输更大量数据，这在接入点或路由器操作中是常见的。更大量的热问题和更高的传输功率电平使动态EVM补偿电路复杂化。尽管GaAs半导体材料适合用于这样的高功率应用，但GaAs半导体材料具有约硅材料的热电阻的三倍，所以用其制作的电路被认为更易于在不同突发情况下瞬变和动态EVM恶化。

因而，本领域需要解决在整个突发持续期间的动态EVM的问题。即，本领域需要在WiFi应用中在大范围的突发信号上具有高线性度的RF功率放大器。

技术实现要素：

本公开针对通过在整个信号传输突发的持续时间内调整增益和相位属性来解决WiFi RF功率放大器中的动态EVM问题。一般地，增益和相位属性可经由在突发持续时间内适当调整对功率放大器的偏置电压而被补偿。更进一步，各种实施例考虑在大范围的环境温度下调整偏置电压以进一步最小化动态EVM。

根据本公开的一个实施例，包括一种由功率放大器和控制电路组成的射频(RF)功率放大器电路。功率放大器可以包括功率放大器输出和RF信号输入。控制电路可以选择性地偏置功率放大器，并且可以包括辅助电流源和连接到辅助电流源的斜升电容器。更进一步，控制电路可以包括连接到辅助电流源的斜升开关。斜升开关可以响应于与RF信号突发对应的控制信号而选择性地激活辅助电流源并且对斜升电容器充电。控制电路还可以包括具有输出和连接至斜升电容器的输入的缓冲器。在缓冲器的输入处的电压可以与RF信号突发持续时间线性相关。还可以包括主电流源，其可以在求和节点处连接至缓冲器的输出。求和节点，继而可以连接到功率放大器。

本公开的另一实施例针对具有开始斜坡信号输入、主电流源输入、辅助电流源输入和电路输出的RF功率放大器偏置电路。可以包括连接到辅助电流源输入的斜升电容器。偏置电路还可以包括连接到开始斜坡信号输入的斜升开关晶体管。可通过开始斜坡信号输入选择性地激活斜升开关晶体管以将辅助电流源输入连接到斜升电容器。还可以包括具有连接至斜升电容器的输入和在求和节点处连接至主电流源输入的输出的缓冲器级。更进一步，偏置电路可以包括具有对应于电路输出的栅极端子以及连接到求和节点并且连接到栅极端子的源极端子的镜像晶体管。

在一种变型中，可以包括斜降开关晶体管，其在RF信号传输突发结束时被激活以对斜升电容器放电。在另一变型中，可以包括反相器级，其具有连接到斜升电容器的输入和连接到缓冲器级的输出，并且斜升开关通过比RF信号传输突发的持续时间更短的脉冲驱动。

本公开的又一实施例是RF功率放大器偏置电路，其具有偏置输出并且可连接至带隙基准电路，所述带隙基准电路具有生成第一电压电平的第一电流输出和生成第二电压电平的第二电流输出。该电路可包括具有第一掷端子、第二掷端子和刀端子的开关。第一掷端子可与带隙基准电路的第一电流输出相连，并且第二掷端子可与带隙基准电路的第二电流输出相连。响应于开关使能输入，开关可以将第一掷端子和第二掷端子选择性地连接至刀端子。还可以包括具有第一差分输入、第二差分输入和运算放大器输出的运算放大器。运算放大器也可由带隙基准电路供电。偏置电路还可包括与运算放大器的第一差分输入相连的斜变电阻器-电容器网络。斜变电阻器-电容器网络的斜变电阻器可连接至开关的刀端子。偏置电路可以具有与运算放大器的输出相连的输出晶体管。进一步，其可以限定对应于偏置输出的输出。反馈电阻器网络可以连接至输出晶体管并且连接至运算放大器的第二差分输入。结合开关被从连接第一掷端子和刀端子选择性激活到连接第二掷端子和刀端子，偏置输出上的电压可以从第一电压电平斜变至第二电压电平。

当结合附图阅读时，通过参考以下具体实施方式，将最佳理解本公开的各种实施例。

附图说明

结合以下描述和附图，将更好理解本文公开的各种实施例的这些和其它特征及优点，其中相同的附图标记始终指代相同的部分，并且附图中：

图1是示出了IEEE 802.11无线LAN标准的物理层会聚协议(PLCP)数据单元的图；

图2是示出了正交频分复用(OFDM)训练序列结构/PLCP前同步码的图；

图3是示出了对多个符号的频率偏移估计和产生的贡献于在分组突发(packet burst)上的总误差矢量幅度(EVM)的相位误差的图；

图4是RF功率放大器偏置控制电路的第一实施例的示意图；

图5是图4所示的偏置控制电路的简化示意图；

图6是RF功率放大器偏置控制电路的第二实施例的示意图；

图7是RF功率放大器偏置控制电路的第三实施例的示意图；

图8A-图8C是在图7所示的RF功率放大器偏置控制电路的第三实施例中使用的使能线的理想时序图；

图9是标绘了图7所示的RF功率放大器偏置控制电路的第三实施例的模拟瞬态特性的曲线图；

图10是标绘了根据本公开的各种实施例在为偏置控制电路生成的温度补偿的基准电压中的随环境温度变化的补偿特性的曲线图。

具体实施方式

本公开针对在大范围的WiFi突发信号长度上具有最小动态误差矢量幅度(EVM)的高线性度的RF功率放大器电路。通过对一个或多个RF功率放大器级补偿偏置电压而在整个突发持续期间内和在大范围的环境温度上调整RF功率放大器的增益和相位。

以下结合附图阐述的具体实施方式意图作为对功率放大器电路和偏置控制电路的几个目前考虑的实施例的描述，而不意图代表所公开的发明可以开发或使用的唯一形式。该描述结合示出的实施例阐述功能和特征。但是，要理解的是，相同或等同的功能可通过同样意图包含在本公开的范围内的不同实施例实现。进一步要理解的是，诸如第一和第二等关系术语的使用仅用来区分一个实体和另一实体，而不必然要求或暗示这些实体之间的任何实际的这一关系或顺序。

图1的图示出了物理层会聚协议(PLCP)数据单元(PPDU 10)，其被认为表示如在IEEE 802.11标准之下定义的基础物理层传输帧。如以上所述，诸如802.11ac的更新近的WiFi标准、以及802.11ac以之为基础的早期802.11a和802.11n标准，使用了正交频分复用，其中在正交频分复用中，数据在等间隔的子载波中传输。子载波的数目很大程度取决于带宽，并且可以从用于20MHz带宽的64个子载波变化，增加到用于160MHz带宽的512个子载波。极高吞吐量(VHT)设备需要与在早期802.11a和802.11n标准之下操作的传统(legacy)设备共存。因而，VHT设备在每个20MHz子带中发送相同的前同步码(preamble)，使得所有802.11设备可以与分组同步。

进一步的细节中，混合格式PPDU 10包括2符号的传统短训练字段(L-STF)，以及也为2符号的传统长训练字段(L-LTF)。这些用于与先前标准的后向兼容性，并且被重复用于具有相位旋转的每个20MHz子带以减轻峰值平均功率比(PAPR)的影响，该PAPR的影响否则会降低RF功率放大器的效率。这些训练字段其后接着通过二进制相移键控(BPSK)传输的1符号的传统信号字段(L-SIG)。

特定于VHT传输的字段也是802.11ac PPDU 10的部分，该部分包括2符号的VHT-SIG-A字段，其通信接收器要如何解释随后的分组并且指定带宽、MIMO流的数目、使用的空时块码(space-time block code)、保护间隔等。额外地，存在1符号的VHT短训练字段(VHT-STF)用以提高用于MIMO操作的增益控制估计、和各自为1符号的可变数目(1、2、4、6或8)的VHT长训练字段(VHT-LTF)。存在详述有效载荷数据的VHT-SIG-B字段，该有效载荷数据包含数据长度和用于多用户模式的调制编码方案。这些字段其后是数据字段。

现参考图2的图，OFDM训练序列结构12包括t₁至t₁₀短训练符号和T₁和T₂长训练符号，短训练符号和长训练符号被保护间隔GI2分开。训练符号的第一组12a用于信号检测、自动增益控制和分集选择，而训练符号的第二组12b用于粗略的频率偏移估计和在接收器节点处的时序同步。每个符号都是16个样本长或0.8μs。第三组12c内的长训练符号用于精细的频率偏移估计并且用于信道系数估计。长训练符号后面跟着SIGNAL和DATA字段，各自通过保护间隔GI分开。

由于OFDM由具有诸如在每个子载波中的BPSK、QPSK和QAM的幅度和相位调制的多个子载波构成，所以相位跟踪是WiFi实施方案的核心要求。现参考图3的图，解调器在第二符号处使用粗略的频率偏移估计以设置接收链中的PLL(phase locked loop,锁相环)频率。要理解，频率检测器基于信号的相位检测。解调器中的精细频率偏移估计直到第四符号结束时设置PLL的准确频率，并且基准相位被设置为ΔΦ＝0。每个连续的符号与ΔΦ＝0作比较，所以每个连续的符号被认为具有参照相位Φ1的相位误差ΔΦn，这样，在PLL中建立频率偏移。这些误差的总和被认为产生在分组突发上的总EVM，以及可能出现在传输链中的其它幅度误差。该技术在本领域中被称为前同步码跟踪，并且由于需要最小的处理器资源和使用有效载荷跟踪技术的WiFi系统的减少的电流消耗而被认为是有益的。

本公开的各种实施例针对在前同步码跟踪WiFi系统中使动态EVM最小化。参考图4的示意图，偏置控制电路的第一实施例14a被示出与由晶体管Q1表示的RF功率放大器级连接。在此，偏置控制电路14a被认为具有偏置控制输出16，其中晶体管Q1的栅极对应于RF功率放大器输入，RF信号输入也连接到RF功率放大器输入。

RF功率放大器，例如晶体管Q1，被通过包括镜像晶体管Q2的电流镜像电路18偏置，镜像晶体管Q2的栅极和漏极端子连接到RF功率放大器的输入，并且具体地，连接到晶体管Q1的栅极端子。存在将晶体管Q1和Q2的相应栅极端子互连的电阻器R1，并且电阻器R1被认为将来自偏置控制电路14的RF信号输入解耦。因而，电阻器R1具有较大值。镜像晶体管Q2经由主电流源20被偏置，主电流源20与电阻器R2串联连接到镜像晶体管Q2的漏极。主电流源20被认为在RF信号传输突发期间生成恒定电流。

除了主电流源20外，偏置控制电路14的各种实施例被认为包含辅助电流源22。类似主电流源20，辅助电流源22在开启时输出恒定电流。偏置控制电路14进一步包括斜升(ramp-on)开关24，也就是晶体管Q3，即其选择性激活辅助电流源22。通过开始斜坡信号26(通常被称为控制信号)，晶体管Q3被导通和断开。开始斜坡信号26被认为结合RF信号传输突发而转换到导通或高状态，并且具体地，转换到RF信号传输突发的开始。晶体管Q3导通时，来自辅助电流源22的经过电阻器R3的DC电流开始对斜升电容器C1充电。

因此，如图5所示，如受斜升开关24控制的辅助电流源22的输出连接到斜升电容器C1、斜降(ramp-down)开关28和缓冲器级30。斜降开关28对应于晶体管Q4，晶体管Q4可由停止斜坡信号32选择性激活。通常，当开始斜坡信号26有效时，停止斜坡信号无效，并且晶体管Q4断开。

进一步的细节中，缓冲器级30可被实现为基于晶体管Q5的源极跟随器(共漏极级)，并且晶体管Q5具有其对应于输入的栅极端子、及其对应于输出的源极端子。在缓冲器级30的输入(例如，晶体管Q5的栅极端子)处的电压被认为与RF信号传输突发的持续时间具有线性相关性，如曲线34所示。该电压在求和节点处被添加至来自主电流源20的电压，其中求和节点与晶体管Q5的源极端子以及镜像晶体管Q2的漏极和栅极端子相连(求和节点)。来自主电流源20的恒定DC电压和来自辅助电流源22的斜变电压一起导致如曲线38所示的具有T_burst持续时间的偏置信号。根据各种实施例，线性增加的电压的斜率和由主电流源20在求和节点处提供的电压一起被认为在整个RF信号传输突发内补偿S21(增益)和S21相位特性。因此，整体动态EVM的最小化可被实现。

在RF信号传输突发结束时，开始斜坡信号26被去激活或关断，因而断开辅助电流源22。更进一步，停止斜坡信号32被激活或开启，从而激活斜降开关28，例如，晶体管Q4。由于晶体管Q4提供接地的电流路径，因而存储在斜升电容器C1中的剩余电压被认为经晶体管Q4的小电阻放电。

偏置控制电路的第二实施例14b示出在图6的示意图中。再次，偏置控制电路14连接至如晶体管Q1所表示的RF功率放大器级，并且因此限定偏置控制输出16。晶体管Q1的栅极对应于RF功率放大器输入，RF信号输入与RF功率放大器输入相连。

类似于第一实施例14a，RF功率放大器，例如晶体管Q1，通过包括镜像晶体管Q2的电流镜像电路18被偏置，镜像晶体管Q2的栅极和漏极端子连接至RF功率放大器的输入，并且具体地，连接至晶体管Q1的栅极端子。电阻器R1将晶体管Q1和Q2的相应的栅极端子互连，并且将来自偏置控制电路14的RF信号输入解耦。镜像晶体管Q2经由主电流源20被偏置，主电流源20串联电阻器R2连接至镜像晶体管Q2的漏极。主电流源20在RF信号传输突发期间生成恒定电流。

偏置控制电路的第二实施例14b还包含辅助电流源22，该辅助电流源22在开启时输出恒定电流。再次，斜升开关24(晶体管Q3)选择性地激活辅助电流源22。通过开始斜坡信号26(通常被称为控制信号)，晶体管Q3被导通和断开。第二实施例中，开始斜坡信号26是如曲线40所示的脉冲，并且在RF信号传输突发开始时被启动。当晶体管Q3导通时，来自辅助电流源22的经过电阻器R3的DC电流将斜升电容器C1充电到指定的电压电平。由于开始斜坡信号26的脉冲的持续时间短，所以充电时间也短。充电时间被认为比信号符号持续时间短，并且只有几个纳秒的时长。

一旦开始斜坡信号26返回到零，斜升电容器C1经电阻器R5放电，电阻器R5也连接至辅助电流源22的输出和斜升电容器C1。因而，在节点42(斜升电容器C1、电阻器R5和辅助电流源22连接到该节点42)处，存在比RF信号传输的最小突发宽度短的时间帧内的指数衰减电压。根据各种实施例，该持续时间被认为是几个数十微秒。示例曲线44示出了斜升电容器C1的初始快速斜升充电、其后逐渐放电。

偏置控制电路的第二实施例14b包含反相器(inverter)级46，其输入与节点42(例如，斜升电容器C1、辅助电流源22的输出和电阻器R5)相连。反相器级46反转在其输入处的电压信号，如曲线48所示，图中，电压存在急降，其后在延长的持续时间内电压增加。该电压被输入至缓冲器级30，该电压与由主电流源20输出的恒定电压信号组合到求和节点处。曲线50示出了根据该组合的示范性偏置控制电压信号。

特别考虑到，指数型增加的电压的斜率可以通过改变斜升电容器C5和/或电阻器R5的值而调整。更进一步，斜升电容器C5被充电到的起始电压电平和由主电流源20在求和节点处提供的电压导致在整个RF信号传输突发内补偿增益和相位特性。由此，整个动态EVM可被最小化。选择斜升时间，使得动态EVM不被在RF信号传输突发开始时的DC电压中的短尖峰降低。尽管在考虑的实施例中，最早的几个被传输的符号的EVM失真，但由于连续符号的相位在精细频率偏移估计期间与已补偿的相位作比较，所以在RF信号传输突发期间的整个EVM被认为是最小化的。

现参考图7的示意图，存在偏置控制电路的又一第三实施例14c，其输出52可类似地连接至各种RF功率放大器作为偏置电流源。该偏置控制电路14c可连接到带隙基准电路54，带隙基准电路54在3个输出节点处提供稳定电流。第一电流输出i1连接至接地的电阻器R1，并且第二电流输出i2连接至同样接地的电阻器R2。因此，电阻器R1和R2、以及分别的第一电流输出i1和第二电流输出i2将V1和V2定义为基准电压。

偏置控制电路14c还包括具有第一掷端子56a和第二掷端子56b的开关55，第一掷端子56a连接至基准电压V1，第二掷端子56b连接至基准电压V2。开关55进一步包括刀端子58，其选择性地连接至第一掷端子56a和第二掷端子56b中的一个，这取决于使能线输入60a和/或相反的使能线输入60b。刀端子58连接至由电阻器R和电容器C定义的斜变R-C网络62。根据各种实施例，斜变R-C网络62设置用于从基准电压V1斜变到V2的时间常数，以便补偿在变化期间的RF传输突发中的动态EVM减损。

存在运算放大器64，其具有第一差分输入66a、第二差分输入66b和运算放大器输出68。带隙基准电路54还向运算放大器54提供稳定电流。

斜变R-C网络62连接至第一差分输入66a，而运算放大器输出68被反馈至第二差分输入66b。具体地，运算放大器输出68连接至输出晶体管70的栅极，尽管输出晶体管70优选地可选择为PMOS型。输出晶体管70的漏极端子连接至反馈网络72，反馈网络72包括由电阻器R3和R4形成的电阻分压器。电阻器R3和R4之间的接合被连接到第二差分输入66b。更进一步，输出晶体管70的漏极端子被认为对应于输出52。在输出52处的电压电平由反馈网络72、输出晶体管70和运算放大器64设置。

如上所述，输出52连接至RF功率放大器晶体管级，并且更具体地，连接至该晶体管的漏极端子。在多级功率放大器中，偏置控制电路14c的输出52可以连接至消耗最少量电流的第一级，但还考虑到，输出52可以连接至任何其它级，并且不限于最终级。

参考图8A-图8C的曲线图，将考虑示出使能线输入60、在相同持续时间期间得到的基准电压V_ref、和来自输出52的输出电压的各种时序图。具体地，图8A绘出了使能线输入60在时刻T1处变为“高”，并且在RF传输突发期间保持高。图8B绘出了输入到运算放大器64的基准电压，基准电压输入最初开始于电压电平V1一直到在使能线输入60转变到“高”时的时刻T1，并且从时刻T1至时刻T1加RC时间常数内，基准电压输入转变到电压电平V2。一旦使能线输入60转变回至零，基准电压输入转变至电压电平V1。最后，图8C的曲线示出了在输出52处的输出电压，其被定义为V1(R3+R4)/R4或V2(R3+R4)/R4。因此，当使能线输入60处于低时，输出电压是基准电压V1和反馈网络72的函数，反之，当使能线输入60处于高时，输出电压是基准电压V2和反馈网络72的函数。

尽管各种组件，包括斜变R-C网络62的电阻器R和电容器C、以及反馈网络72的电阻器R3和R4，被描绘为单个组件，但本领域普通技术人员将理解，多个组件可被组合以定义这样的组件。更进一步，已考虑了偏置控制电路14的配置和布置，用于实现所考虑的动态EVM最小化目标的组件的具体值将在本领域普通技术人员所知范围内。

图9的曲线图绘出了偏置控制电路14c随时间的模拟瞬态响应。第一区域74是针对不同组件值的输出初始电压电平，而第二区域76是针对不同组件值的输出最终电压电平。

根据本公开的各种实施例，由于RF功率放大器的相位和幅度特性可能取决于周围和晶体管结温度，因而基准电压V1和V2可被调整用于不同的周围和晶体管结温度。图10的曲线图示出了在环境温度范围内的补偿特性，其中第一组曲线78示出了具有正、负和恒定温度廓线的输出起始电压电平，以及第二组曲线80示出了具有正、负和恒定温度廓线的输出最终电压电平。在此，偏置控制电路14可以包括可连接到带隙基准电路54的环境温度电压调整电路。

考虑到，本公开的偏置控制电路14可在其它数字调制的无线通信模式中使用，也被用于不同半导体技术以补偿动态EVM，所述动态EVM是动态切换RF晶体管级的结果。

本文所示的事项是通过示例的方式并且仅出于说明性讨论功率放大器的实施例的目的，并且由于要提供被认为最有用且容易理解原理的描述和构思的方面而被呈现。在此方面，不意图示出具有不必要的更多事项的细节，描述连同附图使得本领域技术人员显见本公开的若干形式可如何在实践中实施。