一种衬底输入结构的跨导放大器的制作方法

本发明属于模拟或数模混合集成电路技术领域，具体涉及一种衬底输入结构的跨导放大器。

背景技术：
近年来，随着集成电路制造技术的不断发展，对低功耗模拟集成电路的需要逐渐增加，为了适应低功耗的要求，电源电压进一步降低，针对这一趋势，为了保证放大器的工作性能，发展出来一些提高跨导放大器增益的结构。其中，衬底输入跨导放大器就是其中一种，在这种结构下，通过将输入信号直接输入到输入差分对管的衬底和栅极，并且形成正反馈，使得跨导放大器的输入对管工作在亚阈值区，从而提供较大的跨导。前述这种跨导放大器的工作原理，使得在极低电源电压下，跨导放大器仍然可以提供较大的直流增益。但是，本申请的发明人研究发现，在传统结构下，输入级跨导仍然较低，目前提高跨导的方法存在消耗芯片面积和效果较差等缺点；另一方面，传统结构很难在放大器实现高增益的同时，提高单位增益带宽和相位裕度。因此传统的几种结构，很难满足高性能跨导放大器的要求。为了更详细的描述上述问题，先来分析两种传统结构跨导放大器的工作原理和优缺点。如图1所示的结构1，其给出了一种传统衬底输入跨导放大器原理图，现来分析结构1中的输入级跨导。对于长沟道MOS器件而言，如果其工作在弱反型区，那么其源漏电流可表示为：其中，IS为特征电流，n为弱反型区的斜率因数，可以定义为1+gmb/gm，实际上，这个斜率因数并不是一个常数，而是与工艺因素和衬底电压有关。通过电路知识可以知道，MOS管的阈值电压VTH可以通过如下关系展开：VTH＝VTO-(n-1)VBS(2)其中，VTO为衬底和源极电压差为零时的阈值电压，通过式(1)和式(2)可以得到：由于衬底输入情况下的跨导定义为IDS/VBS，同时式(3)中的系数n可表示为1+gmb/gm，所以衬底输入情况下的跨导大小受到式(3)中项的限制，即VBS的变化并不能造成IDS的较大变化。现在来分析结构1如何增加输入级跨导，单独分析结构1中的输入级，如图2所示，输入差分对中，两个栅极和衬底交叉连接的PMOS管M1和M2构成正反馈结构，这里并没有引入额外的电流，PMOS管M3和M4可认为是有源负载。假设PMOS管M1和M2的宽长比(W/L)是相同的，同时PMOS管M3和M4的宽长比(W/L)是相同的，差分输出电流可表示为：由于流过PMOS管M1和M3的电流是相同的，流过PMOS管M2和M4的电流也是相同的，所以差分电流I0＝I1-I2同样可以表示为：将式(5)带入式(4)可得到：由式(6)可知，差分电流I0不依赖于输入差分对的尺寸，输入差分对的跨导可表示为：其中η为gmb/gm，由式(7)可知，图2所示差分输入结构和普通衬底输入结构相比，有效跨导提高了(n+1)/(n-1)倍。非常重要的一点在于，随着工艺特征尺寸的减小，虽然gmb/gm的值在减小，但是(n+1)/(n-1)的值却在增加，这表明图2所示输入级结构的有效跨导会随着特征尺寸的减小而增加，这是图2所示输入级结构的重大优点。所以，图1所示传统衬底输入跨导放大器输入跨导较大，很适合低电源电压应用。但是，本申请的发明人研究发现，图1所示结构1跨导放大器的输入跨导在某些应用场合仍然偏小。请参考如图3所示的结构2，其提出了一个跨导增强型衬底输入跨导放大器，在图1所示结构1的基础上增加了一个RC网络，分析半边电路，输入信号接在电容C1的一个极板，电容C1的另一个极板接电阻R1，同时接PMOS输入管M3的栅极，电阻R1的另一端接偏置电压VCM。假设C1＝C2＝C，R1＝R2＝R，如果R和C的取值都很大，那么RC网络构成了一个理想的高通滤波器，输入交流小信号被耦合到PMOS管M3和M4的栅极，这种工作原理和图1所示的结构1相比，可以进一步增加输入级的有效跨导；同时，并不消耗静态功耗，通过交流小信号分析可知，图3所示结构2的有效跨导可表示为：对比式(7)和式(8)，可以发现，图3所示结构2在传统衬底输入跨导放大器的基础上，明显提高了输入级的有效跨导，从而进一步提高了跨导放大器的增益，同时并不消耗静态功耗。但是，需要注意到，图3所示结构2通过高通滤波器将输入信号耦合到对应PMOS管栅极，这一工作原理的前提条件是RC的值很大，否则耦合到对应PMOS管栅极的信号会发生衰减，从而导致跨导的增加并不明显。在0.18μmCMOS工艺下，对图3所示结构2进行了仔细的设计，其直流增益随着RC的值的变化曲线如图4所示，从图4中可以看出，随着RC的减小，跨导放大器的直流增益也随之减小。即使RC的值取1ohmF的时候，将电容做到芯片内部也是不现实的，因而只能增加一个芯片的端口，将电容做在芯片外部，这样一方面会增加成本，另一方面会增加PMOS管栅极的寄生电容，所以图3所示的结构2具体实现起来会非常困难。同时，本申请的发明人研究还发现，在结构1和结构2中，由于跨导放大器的等效跨导增加，使得单位增益带宽增加，但是第一非主极点的位置却并没有发生变化，这一缺点会导致跨导放大器的相位裕度减小，跨导放大器的稳定性受到影响。

技术实现要素：
针对现有技术存在的会增加结构设计成本，且由于跨导放大器的等效跨导增加，使得单位增益带宽增加，但是第一非主极点的位置却并没有发生变化，会导致跨导放大器的相位裕度减小，跨导放大器的稳定性受到影响的技术问题，本发明提供一种新型衬底输入结构的跨导放大器。为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种衬底输入结构的跨导放大器，包括PMOS管M1、M2、M3和M4构成的衬底输入正反馈输入级结构，NMOS管M5、M6、M7、M8和PMOS管M9、M10构成的自偏置有源负载结构，恒流源，跨导放大器补偿电容CC和负载电容CL；其中，所述PMOS管M1和M2的源极经恒流源接电源电压vdd，PMOS管M1的栅极接M4的源极，PMOS管M2的栅极接M3的源极，PMOS管M2、M3的衬底和M3的栅极接一路差分信号VIN，PMOS管M1、M4的衬底和M4的栅极接另一路差分信号VIP，PMOS管M3的漏极接M7的源极和M5的漏极，PMOS管M4的漏极接M8的源极和M6的漏极，NMOS管M5和M6的源极接地，NMOS管M7的漏极接M9的漏极以及M5、M6、M7、M8的栅极，NMOS管M8的漏极、PMOS管M10的漏极、补偿电容Cc的一端和负载电容CL的一端相互连接形成一个连接节点，且该连接节点为所述跨导放大器的输出端Vout，PMOS管M9和M10的源极接电源电压vdd，补偿电容Cc的另一端接M4的漏极，负载电容CL的另一端接地。本发明提供的衬底输入结构的跨导放大器，分别将输入级结构中PMOS管M3和M4的衬底和其栅极相连，使得PMOS管M3和M4的衬底和栅极之间增益为1，从而直接将输入信号加在PMOS管M3和M4栅极之上，这种连接方式所提供的等效跨导仍然是这种连接方式和结构非常简单，非理想的寄生效应被降到最小，既能够实现结构2中提高输入级跨导的思路，同时又不需要引入RC网络，大大减小了电路的设计成本，使得电路非常容易实现，而且没有静态功耗。另一方面，本发明提出的补偿电容，将跨导放大器的第一个非主极点推向更高的频率，使得跨导放大器单位增益带宽增加的同时，保持了合适的相位裕度，增强了跨导放大器的稳定性。进一步，所述补偿电容Cc的电容值为2～4pF。进一步，所述差分信号VIN和VIP的共模电压为0.1vdd～0.5vdd。附图说明图1为传统衬底输入跨导放大器原理图。图2为传统衬底输入跨导放大器输入级原理图。图3为跨导增强型衬底输入跨导放大器原理图。图4为跨导增强型跨导放大器直流增益随RC变化曲线示意图。图5为本发明提供的衬底输入结构的跨导放大器原理图。图6为图1、图3和图5三种结构等效跨导Gm随gmb/gm变化情况示意图。图7为图1、图3和图5三种结构直流增益随共模电压VCM变化情况示意图。图8为图1、图3和图5三种结构交流特性仿真结果对比图。具体实施方式为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。请参考图5所示，本发明提供一种衬底输入结构的跨导放大器，包括PMOS管M1、M2、M3和M4构成的衬底输入正反馈输入级结构，NMOS管M5、M6、M7、M8和PMOS管M9、M10构成的自偏置有源负载结构，恒流源，跨导放大器补偿电容CC和负载电容CL；其中，所述PMOS管M1和M2的源极经恒流源2Ib接电源电压vdd，PMOS管M1的栅极接M4的源极，PMOS管M2的栅极接M3的源极，PMOS管M2、M3的衬底和M3的栅极接一路差分信号VIN，PMOS管M1、M4的衬底和M4的栅极接另一路差分信号VIP，PMOS管M3的漏极接M7的源极和M5的漏极，PMOS管M4的漏极接M8的源极和M6的漏极，NMOS管M5和M6的源极接地，NMOS管M7的漏极接M9的漏极以及M5、M6、M7、M8的栅极，NMOS管M8的漏极、PMOS管M10的漏极、补偿电容Cc的一端和负载电容CL的一端相互连接形成一个连接节点，且该连接节点为所述跨导放大器的输出端Vout，PMOS管M9和M10的源极接电源电压vdd，补偿电容Cc的另一端接M4的漏极，负载电容CL的另一端接地。本发明提供的衬底输入结构的跨导放大器，分别将输入级结构中PMOS管M3和M4的衬底和其栅极相连，使得PMOS管M3和M4的衬底和栅极之间增益为1，从而直接将输入信号加在PMOS管M3和M4栅极之上，这种连接方式所提供的等效跨导仍然是这种连接方式和结构非常简单，非理想的寄生效应被降到最小，既能够实现结构2中提高输入级跨导的思路，同时又不需要引入RC网络，大大减小了电路的设计成本，使得电路非常容易实现，而且没有静态功耗。另一方面，本发明提出的补偿电容，将跨导放大器的第一个非主极点推向更高的频率，使得跨导放大器单位增益带宽增加的同时，保持了合适的相位裕度，增强了跨导放大器的稳定性。作为优选实施例，所述补偿电容Cc的电容值为2～4pF，由此可以在不占据太大芯片面积的情况下，实现较好的补偿效果。作为优选实施例，所述差分信号VIN和VIP的共模电压为0.1vdd～0.5vdd，由此可以在尽量大的共模电压范围内，使得芯片正常工作。作为具体实施例，为了进一步验证本发明的上述优点，在0.18μmCMOS工艺下，对图1、图3和图5共三种结构进行了仔细的设计，对于所述三种结构采用相同的输入/输出管和负载管尺寸，本申请中的补偿电容Cc取2pF，负载电容都取15pF，电源电压vdd取0.5V，输入信号共模电压VCM取0.1V，结构2中的RC取值为1018ohmF。三种结构的跨导增强系数随gmb/gm(这个比值越大，增益越大)的变化趋势如图6所示，三种结构的直流增益(DCgain)随共模电压VCM的变化趋势图如图7所示；其中，在图6和图7所示的变化趋势图中，＂proposed＂代表的是本发明的变化趋势结果，＂2＂代表的是图2结构的变化趋势结果，＂1＂代表的是图1结构的变化趋势结果。从图6中可以看出，本发明的跨导增强系数与理想条件下的结构2相同；从图7中可以看出，在共模电压VCM变化的情况下，本发明的直流增益与理想条件下的结构2相同，但结构2实现起来成本巨大，本发明实现起来非常简单；本发明的跨导增强系数与结构1相比，有明显提高；本发明的直流增益与结构1相比，同样有明显提高。三种结构的交流特性仿真结果对比图如图8所示，其中，实线代表的是本发明的交流特性仿真结果，虚线代表的是图2结构的交流特性仿真结果，中心线代表的是图1结构的交流特性仿真结果。从图8中可以看出，由于本发明的补偿电容将跨导放大器的第一非主极点推向了更高的频率，因而本发明与结构1和2相比，获得了更大的相位裕度(Phasemargin)，换言之，在获得相同相位裕度的情况下，本发明能提供更大的单位增益带宽(Unity-gainbandwidth)。综上所述，本发明和两种传统结构相比，能使得跨导放大器实现更好的品质因数(FOM)。三种结构基本参数仿真结果对比如下表1所示。表1：Parameter结构1结构2本发明Powersupply(V)0.50.50.5Technology(μm)0.180.180.18Capacitiveload(pF)151515Unity-gainbandwidth(MHz)0.611.151.22Phasemargin(°)604055DCgain(dB)62.269.969.9Powerconsumption(μW)1.81.81.8FOM(dB.MHz/μW)214447从表1可以看出，在相同的仿真条件下，本发明和结构1相比，单位增益带宽(Unity-gainbandwidth)提高接近一倍；本发明和结构2相比，单位增益带宽(Unity-gainbandwidth)也有所提高，相位裕度(Phasemargin)明显提高。综合来看，本发明与结构1和结构2相比，品质因数(FOM)有较大提高。以上仅为本发明的实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构，直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理在本发明的专利保护范围之内。