一种基于CMOS工艺的Ku波段宽带低噪声放大器的制作方法

本发明涉及射频低噪声放大器领域，尤其涉及一种基于CMOS工艺的Ku波段宽带低噪声放大器。

背景技术：

近年来，随着人们对无线通讯速率的不懈追求，以及射频器件工作频段的不断提高，使得Ku波段收发系统逐渐取代C波段，并被广泛应用于卫星广播通信和气象雷达系统。与C波段射频接收系统相比，虽然Ku波段在传输速率方面具有明显优势，但在雨天情况下，大的雨衰成为了影响其传输稳定性的重要因素之一。因此，在射频接收系统的设计中，提高接收端的灵敏度成为实现Ku波段接收机的首要任务。

射频接收前端负责接收并放大空间传播的微弱功率信号，并将处理后的功率信号传送给后续模块。根据射频接收系统灵敏度的计算式：

S_min＝-174(dbm/Hz)+NF+10logBW+SNR (1)

式中，NF是噪声系数，BW是工作带宽，SNR是信噪比。在工作带宽和信噪比一定的情况下，要想获得高的灵敏度，则要求接收端具有极低的噪声系数。而噪声系数

NF＝NF₁+(NF₂-1)/G₁+(NF₃-1)/G₁G₂+… (2)

其中，NF_i(i=1,2,3…)表示射频接收系统各级模块的噪声系数，G_i(i=1,2,3…)是各级模块的增益。由上式可知，射频接收系统的噪声系数主要取决于前端模块。由于低噪声放大器位于射频接收机的第一级，所以其在很大程度上决定了射频接收系统的噪声系数，即低噪声放大器决定了射频接收系统的灵敏度。因此，为提高Ku波段低噪声放大器的灵敏度，要求其具有极低的噪声系数。另外，为了避免信道干扰，还要求低噪声放大器具有较高的线性度。综上所述，高灵敏度的射频接收系统对低噪声放大器在噪声系数、线性度及增益等性能指标方面提出严格的要求。

传统的Ku波段低噪声放大器多采用SiGe HBT、GaAs MESFET或PHEMT等器件来实现。尽管这些器件有低的噪声、高的电流放大能力和线性度，易于满足低噪声放大器的性能要求，但其成本较高，且与CMOS数字电路的工艺流程不兼容，所以不符合射频集成电路低成本、小型化的发展趋势。近年来，随着Si基CMOS工艺特征尺寸的不断缩小，使得亚微米CMOS工艺的晶体管可以获得几十GHz的截止频率，这为设计Ku波段低噪声放大器提供了可能。

近年来，研究人员基于亚微米CMOS工艺，针对Ku波段低噪声放大器的结构设计和性能优化开展了大量工作。所报道的单端低噪声放大器多采用功率限制下的噪声阻抗和输入阻抗同时匹配（PCSNIM）方法，如图1所示。在输入级采用源简并电感实现噪声阻抗和输入阻抗的阻抗匹配，并利用并联的栅源电容来提高设计自由度。

但这种设计方法也存在一些不足之处：（1）该技术一般用于窄带低噪声放大器设计，对宽带低噪声放大器的设计而言，其所获得的输入反射系数和噪声系数难以同时满足整个工作带宽的指标要求；（2）在Ku波段情况下，并联的栅源电容在一定程度上牺牲了电压增益，从而降低了抑制后继电路噪声的能力；（3）源简并电感也会牺牲电路的电压增益。

技术实现要素：

为了克服上述困难，研制出低成本、全集成的Ku波段低噪声放大器，本发明基于UMC0.18μm CMOS工艺设计一款新型的宽带低噪声放大器，详见下文描述：

一种基于CMOS工艺的Ku波段宽带低噪声放大器，包括：第一级放大电路、第二级放大电路，所述第一级放大电路与所述第二级放大电路之间设置有级间匹配单元以及偏置电路；

其中，单端射频信号经所述第一级放大电路完成射频信号的输入匹配及初始放大后，通过所述级间匹配单元送入所述第二级放大电路，经过所述第二级放大电路进一步放大后，输出射频信号。

其中，所述第一级放大电路采用阻性负反馈的共源共栅结构，

所述共源共栅结构由MOS管M₁、MOS管M₂以及电感L_D1构成；

其中，阻性负反馈网络包括：电阻R_f、反馈电容C_f和电感L_G。

其中，所述第一级放大电路还包括：输入匹配单元，

所述输入匹配单元由反馈电阻R_f、反馈电容C_f、电感L_G和MOS管M₁的栅源电容C_gs构成；

反馈电阻R_f和反馈电容C_f构成阻性负反馈的等效阻抗，MOS管M₁的栅源电容C_gs1和电感L_G形成开环输入阻抗；

通过开环输入阻抗和阻性负反馈等效阻抗的并联，实现输入阻抗匹配。

其中，所述第二级放大电路采用了增强电感型共源共栅结构，包括：电容C_B2、MOS管M₄、电感L_B、MOS管M₅、电感L_D2、电阻R₃以及电容C_B3。

其中，所述级间匹配单元采用源电感反馈的源跟随器，包括MOS管M₃和电感L_S。

进一步地，所述偏置电路采用有源偏置方法，利用两个二极管连接的MOS管串联分压，提供偏置电压；

所述偏置电路包括MOS管M₆、MOS管M₇、电阻R₁和电阻R₂。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、第一级放大电路采用阻性负反馈网络的共源共栅结构，为输入阻抗和噪声阻抗实现匹配提供了设计自由度；另外，通过网络的反馈特性也可提高带宽和增益平坦度。

2、在第二级放大电路中的输入管和放大管之间加入增益增强电感L_B，进一步提升增益和增益平坦度。

3、采用电感反馈的源跟随器作为两级放大电路间的级间匹配单元，可降低匹配难度，同时提升整体电路的增益平坦度。

4、采用偏置电路复用技术，有效降低电路的额外功耗，优化电路功耗性能。

附图说明

图1给出了经典源简并电感共源结构的示意图；

图2给出了本发明所设计的低噪声放大器的电路原理图；

图3给出了第一级放大电路的小信号等效电路图；

图4给出了版图布局图；

图5给出了S参数的版图后仿真结果示意图；

图6给出了NF参数的版图后仿真结果示意图；

图7给出了1dB压缩点的版图后仿真结果示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

一种基于CMOS工艺的Ku波段宽带低噪声放大器，参见图2，该低噪声放大器采用三级级联结构，包括：第一级放大电路、第二级放大电路、级间匹配单元以及偏置电路。其中，第一级放大电路采用阻性负反馈的共源共栅结构，第二级放大电路采用增强电感型的共源共栅结构，第三级采用电感反馈的源跟随器作为两级放大电路间的匹配网络。

即单端射频信号V_in经第一级放大电路完成射频信号的输入匹配及初始放大后，通过级间匹配单元送入第二级放大电路，经过第二级放大电路进一步放大后，输出射频信号V_out。

综上所述，通过上述设计，使得该低噪声放大器成本较低，且提升了整体电路的增益平坦度，优化了电路功耗性能。

实施例2

下面结合具体的附图对实施例1中的方案进行详细介绍，详见下文描述：

参见附图2，本发明实施例基于UMC 0.18μm CMOS工艺，提出一种应用于Ku波段射频接收系统的低噪声放大器。该低噪声放大器采用三级级联结构，即第一级放大电路采用了阻性负反馈网络的共源共栅结构，第二级放大电路为增强型电感结构的共源共栅电路，采用源简并电感的源跟随器作为两级放大电路间的匹配单元。采用本发明实施例所述级联结构的低噪声放大器，可在Ku波段较宽频带内（12-15.3GHz）获得低的噪声系数、高的增益及良好的输入/输出匹配。整体电路具体连接方法如下：

MOS管M₁的栅极偏置电路由二极管连接的MOS管M₆和MOS管M₇组成，M₇的源极连接至M₆的漏极，M₇的漏极连接至VDD，MOS管M₆的漏极连接电阻R₁（本发明实施例中，以电阻R₁的阻值为2KΩ为例进行说明），电阻R₁的另一端连接到电感L_G的另一端进行偏置。MOS管M₂的漏极与电感L_D1串联到VDD。MOS管M₂的漏极连接MOS管M₃的栅极，并对其栅极进行偏置，MOS管M₃的漏极直接连接到VDD，源极串联源极电感L_S到地。MOS管M₃的源极串联电容C_B2到MOS管M₄的栅极，同时偏置单元MOS管M₆的漏极连接电阻R₂对MOS管M₄栅极进行偏置。MOS管M₄的漏极串联电感L_B到MOS管M₅的源极，MOS管M₅的栅极直接连接VDD进行栅极偏置，MOS管M₅的漏极连接电感L_D2和电阻R₃到VDD，同时其漏极连接电容C_B3到输出。

为了消除密勒效应对电路频率响应的影响，第一级放大电路采用带有阻性负反馈网络的共源共栅结构，并优先考虑电路的噪声匹配和宽带性能。其中，电感L_G与MOS管M₁的栅源电容C_gs1在中心频点谐振，进行噪声匹配。同时，在MOS管M₂的漏极串联电感L_D1，使其与MOS管M₃的栅源电容C_gs3以及电感L_S构成第一级电路的输出匹配网络，提高电路的反射性能。

该阻性负反馈网络为输入匹配单元提供了设计自由度，从而降低匹配难度，并在一定程度提高了低噪声放大器的线性度。当阻性反馈网络引入的等效阻抗与开环输入阻抗（即共源共栅电路的输入阻抗）并联时，阻性负反馈网络的等效阻抗在高频部分起主要作用，而开环输入阻抗则在低频部分起主要作用。在两者共同作用下，第一级放大电路的整体带宽得到有效拓展。

根据图3所示的第一级放大电路的小信号等效电路模型，在忽略MOS管M₁的栅寄生电阻和电感L_G寄生电阻的情况下，本发明实施例的低噪声放大器的输入阻抗为

式中，B=1+(g_m1+g_m2)r₀，C_gs2是MOS管M₂的栅源电容，r₀是MOS管M₂的沟道电阻；s为复频域；L_D为第一级放大电路漏极电感；g_m1为MOS管M₁的跨导；g_m2为MOS管M₂的跨导。

由上式可见，输入阻抗是一个复阻抗，不能同时满足输入阻抗和噪声阻抗匹配。然而由于寄生效应的存在，在噪声匹配和输入匹配的实际仿真中，可在相当宽的频带内实现同时匹配。从输入阻抗表达式（3）可以看出，本发明实施例所设计的电路在输入端引入了三个零点和两个极点，使得低噪声放大器可在比较宽的频带上实现较好的输入反射性能，提高低噪声放大器的工作带宽。

本发明实施例所设计的低噪声放大器最优噪声阻抗为：

其中，c为相关因子，α、γ、δ为工艺参数；C_gs为栅源电容；ω为工作频率。

由式（4）可知，最优噪声阻抗Z_opt与工艺参数、栅源电容C_gs以及工作频率有关。最优噪声阻抗Z_opt需要确定最佳晶体管尺寸、合理绘制版图以及设计噪声匹配网络来获得，通过这些设计步骤使Z_opt等于源阻抗R_S，即可完成噪声阻抗匹配。

具体设计步骤为：首先，合理选择晶体管的尺寸，确定栅源电容C_gs的大小；接着利用电容C_B1和电感L_G构成噪声匹配网络，使Z_opt与R_S阻抗相等。

第二级放大电路采用增强电感型共源共栅结构，主要用来提高低噪声放大器整体的增益性能，以保证足够的增益来抑制低噪声放大器后续模块的噪声。由于第一级和第二级放大电路的主体结构都是共源共栅结构，因而MOS管M₄的栅极与MOS管M₁的栅极共用一个偏置电路，减少多余偏置电路的功耗。由于第二级放大电路主要考虑增益性能，且利用源跟随器实现良好的级间匹配，因而不必在MOS管M₄的栅极添加匹配电感，从而节省芯片面积。在MOS管M₄的漏极和MOS管M₅的源极间串联电感L_B，使其引入一个谐振点，提高放大器在高频处的增益，从而有效地拓展了带宽。电感L_D2与MOS管M₅的漏极寄生电容、以及电容C_B3构成输出匹配网络，将低噪声放大器的输出阻抗匹配到射频系统的标准阻抗50Ω。

本发明实施例采用了源反馈电感的源跟随器作为第一级和第二级放大器间的匹配网络。MOS管M₃的源极接一个大感值的电感L_S来提升电路的高频增益。与第一级放大电路相比，级间匹配单元对低噪声放大器整体电路的噪声贡献相对较小，所以无需对其进行噪声匹配。因此，级间匹配设计的重点是选择合适的晶体管尺寸，优化反射性能。另外，利用源跟随器高输入阻抗、低输出阻抗的特点，可以降低对第一级放大电路输出阻抗和第二级放大电路输入阻抗的匹配难度。同时，可适当降低第一级放大电路的增益，避免在大功率情况下，第一级放大电路的输出信号被级间匹配单元提前压缩，在一定程度上提高了放大电路的线性度。级间匹配单元中MOS管M₃的栅偏压由第一级放大电路的输出提供，因而无须设计额外的偏置电路，降低了整个电路的功耗。仿真结果表明，级间匹配单元可有效降低阻抗匹配的难度，同时达到良好的匹配效果。

其中，二极管连接的MOS管M₆与M₇以串联分压的方式提供偏置电压。在偏置电路和栅极电感L_G之间串联阻值为2KΩ的电阻R₁，以避免输入的射频信号进入偏置电路，影响其偏置稳定性，同时也降低偏置电路对整体电路噪声系数的贡献。合理选择MOS管M₁和M₂的栅宽比，使电路工作在理想静态工作点。在保证增益的前提下，尽量选择较小的栅宽，以降低功耗和寄生参数对电路性能的影响。

实施例3

本发明实施例采用UMC 0.18μm CMOS工艺对所设计低噪声放大器进行优化设计和版图绘制。版图布局如图4所示，面积为1.3mm×0.9mm。在Cadance环境下，采用Calibre软件提取版图中的寄生参数，用Spe_ctre进行版图后仿真，仿真结果如图5-7所示。

从图5所示的S参数仿真结果可见，所设计放大器的中心频率为14GHz，3-dB工作带宽为12GHz-15.3GHz，增益在14GHz处达最大值21.5dB。由S₁₁和S₂₂的结果可知，本发明实施例所设计电路的输入端和输出端实现了良好的阻抗匹配。

噪声系数NF的仿真结果如图6所示，NF在14.8GHz处达到最小值为3.3dB，在整个工作带宽内的变化量仅为0.6dB。由图7所示的输入参考1dB压缩点可知，所设计电路具有良好的线性度，可满足Ku波段射频接收系统的实际应用要求。

综上所述，本发明实施例基于UMC 0.18μm CMOS工艺设计了一款三级级联的带有阻性负反馈网络的宽带低噪声放大器，并完成了良好的噪声匹配和输入/输出阻抗匹配，获得了可工作在Ku波段，且具有低噪声、高增益和高线性度的宽带宽低噪声放大器，满足Ku波段射频接收机的实际应用。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。