KU波段低噪声放大器的制作方法

本发明涉及低噪声放大器，具体是涉及KU波段低噪声放大器。

背景技术：

射频接收机位于天线下一级，负责接收信号并对信号进行放大、混频、滤波等之后传递给基带进行处理。图1为传统的超外插式接收机结构框图，其中低噪声放大器(LNA)位于接收机的最前端，是射频接收系统中第一个有源电路，其直接接收来自天线的有用信号，同时可以有效的抑制噪声信号的放大，将有用信号放大后传递给后级电路进行处理，因此LNA是整个射频接收系统非常关键的模块，直接决定了接收机的信号灵敏度。当接收信号很小时，LNA能够以很小的附加噪声将有用信号进行放大，当输入信号很大时，LNA可以无失真的对信号进行接收，LNA的噪声系数必须越小越好，同时要求具有一定的增益，其需要与前后级形成良好的匹配，除此之外还需要考虑稳定性系数，线性度等指标。

在LNA电路设计中通常选用源极电感负反馈结构来满足一个电阻性的输入阻抗，以便与前级形成良好的阻抗匹配。通常考虑以下三种电路拓扑结构：共栅放大器源极电感负反馈结构、反相器放大器源极电感负反馈结构和共源共栅放大器源极电感负反馈结构，其中共源共栅放大器源极电感负反馈结构可以有效降低弥勒效应对放大器的性能的影响，具备良好的反向隔离性，并且其输入输出匹配简单，因此该种结构是目前LNA设计中普遍采用的结构。

共栅结构电感源级负反馈低噪声放大器如图2所示，其中C₁是隔直电容，防止直流分量进入晶体管，当射频输入时其相当于短路，并参与输入匹配；C₂为输出端至下一级的寄生电容，我们一般取为0.5pF，它也将参与输出匹配；L_s为源极串联电感，其在工作频率时与晶体管源极的寄生电容发生谐振，L_d为漏极串联电感，其在工作频率时与晶体管漏极的寄生电容发生谐振。Y_L是放大器的负载，一般为0.02S，即提供50欧姆的输出电阻。

反相器结构电感源级负反馈低噪声放大器如图3所示。该种电路结构利用了电流复用技术，晶体管M1和M2类型相反，以反相器的形式将栅极连接在一起，可以在低电流的情况下获得较大的电路跨导g_m，同时实现较高的电路截止频率ω_T。其中两个源极电感L_s1、L_s2和栅极电感L_g配合使用，产生源极负反馈；其输出端需要增加匹配网络之后与后级相连。

共源共栅级联电感源级负反馈低噪声放大器(cascode结构)如图4所示，其中晶体管M1源极与电感Ls相连，形成电感源极负反馈，该级主要是可以提供良好的输入匹配和噪声系数；同时M1作为M2的源极负载出现，而M2则相当于共栅LNA结构，该级是为了提供足够的增益，同时抑制共源级晶体管的栅漏寄生电容，使得输入和输出端很好隔离，提高LNA的稳定性，同时增强噪声性能。由于该结构可以有效降低弥勒效应对放大器的性能的影响，具备良好的反向隔离性，并且其输入输出匹配简单，因此该种共源共栅源极负反馈结构是目前LNA设计中普遍采用的基本结构。

总体来讲单端LNA其优点是功耗低，三阶交调失真小，然而也存在很多问题，其中最主要的问题是其输入阻抗受源极寄生电感的影响严重。

KU波段的频率受国际有关法律保护，KU频段下行从10.7到12.75GHz，上行从12.75到18.1GHz。KU波段卫星单转发器功率一般比较大，多采用赋形波束覆盖，卫星EIRP较大，加上KU波段接收天线效率高于C波段接收天线，因此接收KU波段卫星节目的天线口径远小于C波段，从而可有效地降低接收成本，方便个体接收。KU波段卫星广播的主要特点：(1)C波段卫星广播遭受地面微波等干扰源的同频干扰比较严重，而KU波段的地面干扰很小，KU波段频率高，一般在12.5～18GHz之间，不易受微波辐射干扰，大大地降低了对接收环境的要求；(2)接收KU波段的天线口径尺寸小，便于安装也不易被发现；(3)KU频段宽，能传送多种业务与信息；(4)KU波段下行转发器发射功率大(大约在100W以上)，能量集中，方便接收；KU波段卫星数字广播上行系统要适合于数字传输的特殊要求，这就要求上行系统要有更低的相位噪声、更好地幅频特性和群时延特性。

申请号201310648430.X，发明创造名称“一种实现片上输入输出50欧姆匹配的低噪声放大器”公开了一种实现片上输入输出50欧姆匹配的低噪声放大器，包括输入输出匹配电路、共源共栅放大电路和旁路电容；所述放大电路采用典型的源极电感负反馈的共源共栅结构，采用Chrt0.18μm RF CMOS工艺实现了片上的输入输出50欧姆匹配的电路设计。此电路采用传统Si基cmos工艺为基础的晶体管器件组成，但在KU波段下不能够有效工作。

技术实现要素：

为克服上述现有技术存在的缺陷，本发明提供一种KU波段低噪声放大器，包括第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构、级间匹配网络、第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构，所述的第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构通过级间匹配网络和第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构相连接；所述的第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构包括输入匹配网络、第一级共源共栅结构放大电路，所述的输入匹配网络和第一级共源共栅结构放大电路连接，以实现低噪声放大器的噪声系数≦1.2dB；所述的第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构包括第二级共源共栅结构放大电路、输出匹配网络，所述的第二级共源共栅放大结构和输出匹配网络连接，以实现低噪声放大器的增益≧20dB。

优选地，输入匹配网络包括输入电阻R1、第一电容C1、第二电容C2、第一电感L1、第二电感L2；输入电阻R1一端接地，另一端连接第一电容C1，第一电容C1另一端和第一电感L1连接；第一电感L1另一端和所述的第二电容C2连接；第二电容C2另一端接地；第二电感L2一端接地，另一端和第一级共源共栅结构放大电路相连接。

优选地，第一级共源共栅结构放大电路包括第一共源级晶体管T1、第一共栅级晶体管T2和第三电感L3；共源级晶体管T1的栅端和第一电容C1、第一电感L1均相连接，其源端和第二电感L2相连接，其漏端和第一共栅级晶体管T2的源端连接；第一共栅级晶体管T2的栅端通过第三电感L3和其漏端相连接。

优选地，级间匹配网络包括第三电容C3、第四电容C4、第四电感L4；第三电容C3的一端和第一共源级晶体管T1的漏端、第一共栅级晶体管T2的漏端均相连接，另一端和第四电感L4连接；第四电感L4的另一端和第四电容C4连接；第四电容C4另一端接地。

优选地，第二级共源共栅结构放大电路包括第五电感L5、第七电感L7、第二共源级晶体管T4、第二共栅级晶体管T3；第五电感L5一端接地，另一端和第二共源级晶体管T4的源端连接；第二共源级晶体管T4的栅端和第四电感L4、第四电容C4均相连接，其漏端和第二共栅级晶体管T3、第七电感L7均相连接，第七电感L7另一端接地，第二共栅级晶体管T3的栅端通过输出匹配网络和其漏端连接。

优选地，输出匹配网络包括第五电容C5、第六电感L6、输出电阻R2；第六电感L6一端和第二共栅级HEMT晶体管T3的栅端连接，另一端和第二共栅级晶体管T3的漏端连接；第五电容C5和第二共栅级晶体管T3的漏端、第六电感L6均相连接，另一端连接输出电阻R2，所述的输出电阻R2另一端接地。

优选地，第一共源级晶体管T1、所述的第一共栅级晶体管T2、所述的第二共源级晶体管T4、所述的第二共栅级晶体管T3均采用肖特基栅InAs/AlSb HEMT。

优选地，可实现片上输入输出50欧姆匹配。

优选地，L1是792.6pH，L2是130.0pH，L3是3.5nH，L4是613.7pH，L5是16.9pH，L6是1.1nH，L7是617.0pH，C1是10pF，C2是24.9fF，C3是20pF，C4是1.1pF，C5是6.7pF。

优选地，低噪声放大器工作频带为12GHz～18GHz，电路满足无条件稳定。

本发明的第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构(cascode结构)目的是为了实现较小的噪声系数，第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构(cascode结构)目的是为了提供较大的增益，C1是输入隔直电容，可以阻止直流信号进入晶体管造成损伤，其在射频信号输入时相当于短路，L2和L1分别为第一共源级HEMT晶体管T1的源极负反馈电感和栅极电感，R1、C1、L1、C2、L2共同组成该LNA的输入匹配网络。C3、L4、C4组成两级cascode结构的级间匹配网络。C5为LNA输出端至下一级的寄生电容，L6为第二共栅级HEMT晶体管T4的漏极电感，其与T4管的漏极寄生电容发生谐振，L6、C5、R2组成了LNA的输出匹配网络。

AlSb材料与InAs材料晶格失配很小，两种材料的能带差约为1.27eV，可以形成很高的电子势垒，有利于深电子势阱的产生，使得InAs和AlSb形成的异质结构具备很高浓度的二维电子气密度。因此以AlSb为势垒层InAs为沟道层的InAs/AlSb高电子迁移率晶体管(HEMT)器件具备非常优异的物理性能，如高截止频率、极低功耗和良好的噪声性能等。

自从1987年，第一只InAs/AlSb HEMT晶体管诞生，到现在已经有近30年的发展历史。2006年欧洲航天局着手开展InAs/AlSb HEMT器件研究，欲将InAs/AlSb HEMT用于深空探测接收机的放大器(LNA)中，在此浪潮的推动下，InAs/AlSb HEMT在科学家眼中得到了更多的重视，从而开展了更加专业的研究。本发明的晶体管均采用InAs/AlSb HEMT器件，该器件均采用传统肖特基栅结构来制备。肖特基InAs/AlSb HEMT具备结构较为简单、工艺可行性高等特点。由于InAs/AlSb HEMT器件沟道的禁带宽度很窄，使得碰撞离化效应显著，这将导致InAs/AlSb HEMT的输出特性曲线出现Kink效应，同时产生很大的栅极泄漏电流，使得器件的功耗增加，可靠性下降。碰撞离化效应与频率强相关，一般对于InAs/AlSb HEMT器件而言，碰撞离化效应在10GHz以下表现得非常明显，但随着频率的继续增加，其对器件性能的影响逐步减弱。在低频处，碰撞离化效应将恶化器件的增益和噪声，但会增加器件的跨导和输出电导，漏源电容Cds将会有所降低，而栅源电容Cgs则会明显提高，碰撞离化效使S22在低频段呈感性，从而使得器件实际的工作性能远不能达到理论预期。InAs/AlSb HEMT的主要噪声源为沟道和栅极热噪声，以及栅极散粒噪声。

本发明的KU波段低噪声放大器的晶体管采用肖特基InAs/AlSb HEMT，利用其高电子迁移率的特性，在KU波段碰撞离化效应弱的特点，并根据肖特基InAs/AlSb HEMT在电路中特性，研究出采用两级cascode结构级联连接，并研究出适合的输入匹配网络、级间匹配网络和输出匹配网络。该发明具有以下有益效果：

(1)增益(S21)最小为20dB，且具备良好的增益平坦度；

(2)在工作带宽内，输入匹配S11、输出匹配S22噪声系数小于-10dB，整个低噪声放大器的噪声≦1.2dB；

(3)在KU波段内K＞1，即电路满足无条件稳定。

(4)匹配网络在KU波段12GHz～18GHz工作频带内各频点的性能得到均衡和优化。

(5)第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构(cascode结构)目的是为了实现较小的噪声系数，第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构(cascode结构)目的是为了提供较大的增益，两级cascode结构级联连接，很好的满足KU波段低噪声放大器的工作需求。

附图说明

图1是超外插式接收机结构示意图；

图2是共栅结构电感源级负反馈低噪声放大器的结构示意图；

图3是反相器结构电感源级负反馈低噪声放大器的结构示意图；

图4是共源共栅级联电感源级负反馈低噪声放大器的结构示意图；

图5是KU波段低噪声放大器的系统框图；

图6是KU波段低噪声放大器的电路图；

图7是KU波段InAs/AlSb HEMT LNA噪声系数仿真结果图；

图8是KU波段InAs/AlSb HEMT LNA增益仿真结果图；

图9是InAs/AlSb HEMT LNA噪声圆与增益圆仿真图；

图10是S11的Smith圆图形式模拟结果图；

图11是S11的仿真dB曲线图；

图12是S22的Smith圆图形式模拟结果图；

图13是S22的仿真dB曲线；

图14是LNA的稳定性仿真结果图；

图15是InAs/AlSb HEMT LNA稳定性系数K仿真结果图。

具体实施方式

为更好的说明本发明，下面结合实施例详细说明。

实施例一

如图5所示，KU波段低噪声放大器，包括第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构、级间匹配网络、第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构，第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构通过级间匹配网络和第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构相连接；第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构包括输入匹配网络、第一级共源共栅结构放大电路，输入匹配网络和第一级共源共栅结构放大电路连接，以实现低噪声放大器的噪声系数小于1.2dB；第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构包括第二级共源共栅结构放大电路、输出匹配网络，第二级共源共栅放大结构和输出匹配网络连接，以实现低噪声放大器的增益≧20dB。

实施例二

如图5、6所示，KU波段低噪声放大器，包括第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构、级间匹配网络、第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构，第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构通过级间匹配网络和第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构相连接；第一级共源共栅级联电感源级负反馈结构包括输入匹配网络、第一级共源共栅结构放大电路，输入匹配网络和第一级共源共栅结构放大电路连接，以实现低噪声放大器的噪声系数小于1.2dB；第二级共源共栅级联电感源级负反馈结构包括第二级共源共栅结构放大电路、输出匹配网络，第二级共源共栅放大结构和输出匹配网络连接，以实现低噪声放大器的增益≧20dB。

输入匹配网络包括第一电容C1、第二电容C2、第一电感L1、第二电感L2；第一电容C1一端连接输入端，另一端和第一电感L1连接；第一电感L1另一端和第二电容C2连接；第二电容C2另一端接地；第二电感L2一端接地，另一端和第一级共源共栅结构放大电路相连接。

第一级共源共栅结构放大电路包括第一共源级HEMT晶体管T1、第一共栅级HEMT晶体管T2和第三电感L3；共源级HEMT晶体管T1的栅端和第一电容C1、第一电感L1均相连接，其源端和第二电感L2相连接，其漏端和第一共栅级HEMT晶体管T2的源端连接；第一共栅级HEMT晶体管T2的栅端通过第三电感L3和其漏端相连接。

级间匹配网络包括第三电容C3、第四电容C4、第四电感L4；第三电容C3的一端和第一共源级HEMT晶体管T1的漏端、第一共栅级HEMT晶体管T2的漏端均相连接，另一端和第四电感L4连接；第四电感L4的另一端和第四电容C4连接；第四电容C4另一端接地。

第二级共源共栅结构放大电路包括第五电感L5、第七电感L7、第二共源级HEMT晶体管T4、第二共栅级HEMT晶体管T3；第五电感L5一端接地，另一端和第二共源级HEMT晶体管T4的源端连接；第二共源级HEMT晶体管T4的栅端和第四电感L4、第四电容C4均相连接，其漏端和第二共栅级HEMT晶体管T3、第七电感L7均相连接，第七电感L7另一端接地，第二共栅级HEMT晶体管T3的栅端通过输出匹配网络和其漏端连接。

输出匹配网络包括第五电容C5、第六电感L6；第六电感L6一端和第二共栅级HEMT晶体管T3的栅端连接，另一端和第二共栅级HEMT晶体管T3的漏端连接；第五电容C5和第二共栅级HEMT晶体管T3的漏端、第六电感L6均相连接，另一端接输出端。

实施例三

如图5、6所示，KU波段低噪声放大器，其电路结构如实施例二，第一共源级HEMT晶体管T1、第一共栅级HEMT晶体管T2、第二共源级HEMT晶体管T4、第二共栅级HEMT晶体管T3均采用肖特基栅

InAs/AlSb HEMT。

实施例四

如图5、6所示，KU波段低噪声放大器，其电路结构如实施例二，第一共源级HEMT晶体管T1、第一共栅级HEMT晶体管T2、第二共源级HEMT晶体管T4、第二共栅级HEMT晶体管T3均采用肖特基栅InAs/AlSb HEMT，可实现片上输入输出50欧姆匹配。

实施例五

如图5、6所示，KU波段低噪声放大器，其电路结构如实施例二，第一共源级HEMT晶体管T1、第一共栅级HEMT晶体管T2、第二共源级HEMT晶体管T4、第二共栅级HEMT晶体管T3均采用肖特基栅InAs/AlSb HEMT，可实现片上输入输出50欧姆匹配，低噪声放大器工作频带为12GHz～18GHz，电路满足无条件稳定。

本实施例通过ADS2009A软件对KU波段LNA电路进行仿真，利用ADS软件中的goal插件设置优化值和优化目标对匹配电路进行优化设计。选取噪声系数NF，增益Gain(S21)以及输入输出驻波比S11和S22为关键目标参数进行优化，首先选取的数值优化方法为radom随机法，通过该方法计算出各元件的初始值，之后切换至Gradient梯度法对目标值进行进一步逼近，优化后的各元件值如表1所示。

表1KU波段InAs/AlSb HEMT LNA中各元件取值

利用ADS对KU波段InAs/AlSb HEMT LNA性能进行仿真，下面对仿真结果进行分析。

1、噪声系数

如图7所示，噪声系数指标满足设计要求。在12-18GHz频带范围内，该LNA的噪声系数NF(nf2)几乎维持在1.1-1.2dB之间。在16-18GHz的高频段范围内，nf2和最小噪声系数NFmin几乎重合，说明在该频段内通过匹配网络的调节，噪声基本已经达到最小。

以15.4GHz为例，LNA内部各元件贡献噪声电压的大小采样值如表2所示，发现各晶体管对噪声贡献的顺序基本上是T1＞T3＞T4＞T2，可见第一级cascode的共源级晶体管T1作为整个LNA的第一个输入贡献了最多的噪声电压，这与级联噪声网络噪声特性保持一致；而对于第二级cascode结构，共源级HEMT T3对噪声的贡献大于共栅级HEMT T4；而第一级cascode结构中的共栅级HEMT T2管贡献了最小的噪声。(总的噪声电压并非每一项噪声电压的简单叠加，而是各项噪声电压的均方和再开方)

表2KU波段InAs/AlSb HEMT LNA 15.4GHz频率下各元件噪声贡献采

样值列表

2、增益

如下图8所示，在12-18GHz频带范围内，该LNA的增益S21约为20dB，且增益平坦度指标良好，控制在±0.4dB范围之内。仿真结果表明该LNA具备非常好的增益性能，满足增益指标要求。

图9为增益圆和噪声圆的对比图。图中实线圆为不同频率下的等噪声圆，这里选取了1GHz为步进进行扫描。最外侧由小圆圈组成的大圆为等增益圆。可见噪声圆始终在增益圆内部，说明该LNA匹配电路设计合理，可以满足最小噪声和最大增益的共同要求。

3、反射系数(驻波比)

S11的模拟结果如图10、11所示。其中，图10为S11的Smith圆图形式模拟结果，在12-18GHz内基本围绕在Smith圆的圆心周围；图11为S11的仿真dB曲线，几乎在全频范围内低于-10dB(其中在16GHz处S11低于-18dB，但在高频点上S11表现稍差，在-9.2dB左右)。因此，总体来讲该输入匹配满足发明目的。

S22的模拟结果如图12、13所示。其中图12为S22的Smith圆图形式模拟结果，在12-18GHz内基本围绕在Smith圆的圆心周围；图13为S22的仿真dB曲线，几乎在全频范围内低于-10dB(其中在16.2GHz处S22达到-15dB，但在高频点上则表现稍差，在-9.2dB左右)。因此，总体来讲该输出匹配基本满足设计要求。

4、稳定性分析

LNA的稳定性仿真结果如图14所示。在12-18GHz频带范围内，稳定性系数K＞1，满足绝对稳定条件，表明在该频段内无论外加信号源如何响应均不会产生自激震荡。另外，稳定性系数也可以用Muprime和Mu1曲线来衡量，当Mu1完全在Muprime之下时表示完全稳定，如图15所示。因此该LNA满足稳定性指标要求。

KU波段InAs/AlSb HEMT LNA采用了两级共源共栅级联电感源级负反馈级联结构，其中第一级为了实现较小的噪声系数，第二级则为了提供较大的增益。仿真结果表明KU波段InAs/AlSb HEMT LNA具备良好的性能指标，在12GHz～18GHz的工作频段内，其增益(S21)约为20dB，增益平坦度小于±0.4dBc，噪声系数基本小于1.2dB，S11和S22基本小于-10dB，且电路满足无条件稳定。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术方案原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。