本发明涉及具备电感器和可变电容器的谐振电路的频率可变lc滤波器。
背景技术：
专利文献1中记载了利用电感器和可变电容器的频率可变lc滤波器。专利文献1的频率可变lc滤波器具备第一lc并联电路、第二lc并联电路、第三串联电路、和第四串联电路。第一lc并联电路和第二lc并联电路均具备电感器和可变电容器的并联电路。第一lc并联电路和第二lc并联电路的一端由耦合用电感器连接，第一lc并联电路和第二lc并联电路的另一端分别与接地电位连接。
第三串联电路具备可变电容器，其一端与第一lc并联电路连接，另一端与第一连接端子连接。第四串联电路具备可变电容器，其一端与第二lc并联电路连接，另一端与第二连接端子连接。
第一lc并联电路的一端(连接了耦合用电感器一侧的端部)经由第一可变电容器与第一连接端子相连接。第二lc并联电路的一端(连接了耦合用电感器一侧的端部)经由第二可变电容器与第二连接端子相连接。第一连接端子与第二连接端子经由固定电容器连接。
该结构中，通过使第一、第二并联电路的可变电容器、和第三、第四可变电容器的电容值进行变化，来调整通过特性。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2005/088832号手册
技术实现要素：
发明所要解决的技术问题
然而，专利文献1中记载的频率可变lc滤波器利用四个可变电容器来调整特性，因此电路变得大型化。
此外，专利文献1中记载的频率可变lc滤波器具备在作为输入端子的第一连接端子、和作为输出端子的第二连接端子之间串联连接两个可变电容器(专利文献1的“54，55”)的结构，因此通过特性的损耗增大。
此外，专利文献1中记载的频率可变lc滤波器中通频带低频侧的衰减特性的陡峭性、与高频侧的衰减特性的陡峭性之差较大。
由此，本发明的目的在于提供一种通过特性的损耗较少的、在通频带的两侧获得陡峭的衰减特性的结构简单的频率可变lc滤波器。
解决技术问题的技术方案
本发明的频率可变lc滤波器包括：输入端子、输出端子、第一串联臂lc滤波器电路、以及第一、第二并联臂lc滤波器电路。第一串联臂lc滤波器电路被连接于输入端子和输出端子之间。第一并联臂lc滤波器电路是将第一串联臂lc滤波器电路的一端和接地电位作为两端的电路。第二并联臂lc滤波器电路是将第一串联臂lc滤波器电路的另一端和接地电位作为两端的电路。第一并联臂lc滤波器电路以及第二并联臂lc滤波器电路具备串联连接的可变电容器和电感器。第一串联臂lc滤波器电路具备固定电容器、lc串联电路以及lc并联电路。固定电容器与lc串联电路并联连接。lc串联电路将输入端子和输出端子作为两端，且具备串联连接的固定电容器和电感器。lc并联电路具备并联连接的可变电容器和电感器。包含于lc串联电路的电感器与输出端子直接连接，或者经由其它电感器与所述输出端子相连接。
该结构中，在输入端子和输出端子之间不存在串联连接的可变电容器。此外，可变电容器有三个。由此，抑制了通过特性的损耗，使电路结构简化。
此外，优选地，本发明的频率可变lc滤波器中，第一并联臂lc滤波器电路的谐振频率比频率可变滤波器的通频带的中心频率低，第二并联臂lc滤波器电路的谐振频率比中心频率高。
该结构中，通频带两侧的衰减特性的陡峭度提高，可获得所期望的衰减量的频率范围扩大。
另外，本发明的频率可变lc滤波器优选为如下结构。第一串联臂lc滤波器电路的lc并联电路的谐振频率比第一并联臂lc滤波器电路的谐振频率高，比中心频率低。第一串联臂lc滤波器电路中的lc串联电路的谐振频率、以及lc串联电路的电感器和固定电容器的谐振频率比中心频率高，比第二并联臂lc滤波器电路的谐振频率低。
该结构中，进一步使通频带两侧的衰减特性的陡峭度提高，可获得所期望的衰减量的频率范围扩大。
另外，本发明的频率可变lc滤波器优选为如下结构。lc串联电路的电感器、lc并联电路的电感器以及第一并联臂lc滤波器电路的电感器的电感值大于20nh。第一并联臂lc滤波器电路的可变电容器和第二并联臂lc滤波器电路的可变电容器的电容值小于20pf。
该结构中，更进一步使通频带两侧的衰减特性的陡峭度提高，可获得所期望的衰减量的频率范围扩大。
此外，优选地，本发明的频带可变lc滤波器中，第一串联臂lc滤波器电路的可变电容器的电容值小于20pf。
该结构中，通频带两侧的衰减特性的陡峭度提高，可获得所期望的衰减量的频率范围扩大。
此外，优选地，本发明的频率可变lc滤波器中，第一并联臂lc滤波器电路的电感器、lc串联电路的电感器、lc并联电路的电感器以及第二并联臂lc滤波器电路中的至少一个的一方的电感器与上述任意电感器中的不同于上述一方的电感器的其它电感器磁场耦合。
该结构中，衰减特性的陡峭性提高。
此外，优选地，本发明的频率可变lc滤波器中，第一并联臂lc滤波器电路的电感器与lc串联电路的电感器、lc并联电路的电感器、以及第二并联臂lc滤波器电路的电感器中的至少一个电容性耦合。
该结构中，能减小固定电容器的电容值、或省略固定电容器，使频率可变lc滤波器进一步小型化。
此外，优选地，本发明的频率可变lc滤波器还包括：连接在第一串联臂lc滤波器电路和输入端子之间的固定电容器；连接在该固定电容器和输入端子的连接点、与接地电位之间的lc串联电路；以及一端与输出端连接，另一端与接地电位连接的固定电容器。并且，第二并联臂lc滤波器电路具有与串联连接的可变电容器以及电感器并联连接的电感器。
该结构中，不仅通频带两侧的衰减特性的陡峭性提高，高次谐波以及更低频带的衰减量增加。
此外，优选地，本发明的频率可变lc滤波器还包括：串联连接的两个固定电容器，即连接在第一串联臂lc滤波器电路和输入端子之间的两个固定电容器；以及并联连接的电感器以及固定电容器，即连接在第一串联臂lc滤波器电路和输出端子之间的电感器和固定电容器。并且，第二并联臂lc滤波器电路具有与串联连接的可变电容器和电感器并联连接的电感器，第一并联臂lc滤波器电路连接在两个固定电容器之间的路径、和接地电位之间。
该结构中，维持衰减特性保持不变的同时，使通过特性进一步提高。
另外，本发明的频率可变lc滤波器优选设定为如下结构。由第一串联臂lc滤波器电路确定的通频带的中心频率f0，由第一串联臂lc滤波器电路确定的衰减极的频率fp2、即高于通频带的频率fp2，由第一并联臂lc滤波器电路确定的衰减极的频率fp1、即低于通频带的频率fp1，和由第三并联臂lc滤波器电路确定的衰减极的频率fp3、即高于频率fp2的频率fp3，满足以下三式。
式1f0/2＜fp1＜f0
式2f0＜fp2＜3×f0/2
式32×f0＜fp3＜3×f0
例如，对各可变电容器的电容器以满足上述式1～式3的方式进行设定。若满足该三式，则频率可变lc滤波器中即使变更通频带，也能维持期望的通过特性，并且能维持通频带两侧的衰减极附近和高次谐波的频率附近所期望的衰减量。
此外，本发明涉及高频前端电路，具有如下特征。高频前端电路在由系统中使用的特定的频带内存在的多个通信信道构成的通信频段中，从多个通信信道的空闲通信信道中选择使用信道进行无线通信。高频前端电路具备固定滤波器、以及第一、第二可变滤波器。固定滤波器使系统中使用的特定的频带以外的高频信号衰减。第一可变滤波器使根据使用信道变化的、特定的频带内的无用波高频信号衰减。第二可变滤波器由频率可变型的lc滤波器构成，使特定的频带内的imd衰减。第二可变滤波器是上述任意一项所述的频率可变lc滤波器。
该结构中，第二可变滤波器的插入损耗得以改善，衰减特性变得陡峭。由此，作为高频前端电路的传输特性得到改善。
此外，本发明的高频前端电路中，优选为如下结构。第一可变滤波器具备输入端子、输出端子、串联臂谐振电路以及第一、第二并联臂谐振电路。串联臂谐振电路在输入端子和输出端子之间串联连接。第一并联臂谐振电路是将串联臂谐振电路的一端和接地电位作为两端的电路。第二并联臂谐振电路是将串联臂谐振电路的另一端和接地电位作为两端的电路。串联臂谐振电路具备电容值固定的固定电容。串联臂谐振电路、第一并联臂谐振电路以及第二并联臂谐振电路各自具备可变电容器、电感器以及弹性波谐振器。串联臂谐振电路中的可变电容器、电感器以及弹性波谐振器被并联连接。第一并联臂谐振电路和第二并联臂谐振电路中的可变电容器、电感器以及弹性波谐振器被串联连接。固定电容器在串联臂谐振电路中连接于并联臂谐振器侧，该并联臂谐振器具备第一并联臂谐振电路的弹性波谐振器的阻抗和第二并联臂谐振电路的弹性波谐振器的阻抗中、较低一方的弹性波谐振器。
该结构中，第一可变滤波器的通频带两侧的衰减特性变得陡峭。由此，作为高频前端电路的传输特性得到改善。
此外，优选地，本发明的高频前端电路具备：在空闲通信信道有多个的情况下，分别检测多个空闲通信信道的接收电平的检测部；以及将检测出的多个接收电平中接收电平最高的空闲通信信道选择为使用信道的决定部。
该结构中，能利用最适宜的通信信道进行高频信号的收发。从而，高频前端电路的传输特性进一步得到改善。
此外，优选地，本发明的高频前端电路还包括放大侧放大电路。
此外，优选地，本发明的高频前端电路还包括信号处理部。
发明效果
根据本发明，以小型化的结构，减小通过特性的损耗，能利用简单的结构实现能减小通频带低频侧的衰减特性的陡峭性和高频侧的衰减特性的陡峭性之差的频率可变lc滤波器。
附图说明
图1是本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图2是表示本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的曲线图。
图3是表示本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器和现有结构的通过特性的曲线图。
图4(a)、图4(b)、图4(c)分别是本发明的第二实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图5是表示本发明的第二实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的曲线图。
图6(a)和图6(b)分别是本发明的第三实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图7是本发明的实施方式涉及的高频前端电路的功能框图。
图8是表示本发明的实施方式涉及的高频前端电路的通过特性的图。
图9是本发明的实施方式涉及的弹性波谐振器滤波器型的频率可变滤波器的电路图。
图10是表示图9所示的频率可变滤波器的通过特性的曲线图。
图11(a)是本发明的第四实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图，图11(b)是表示本频率可变lc滤波器的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图12(a)是本发明的第五实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图，图12(b)是表示本频率可变lc滤波器的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图13(a)是本发明的第六实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图，图13(b)是表示本频率可变lc滤波器的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图14是本发明的第七实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图15(a)是表示本发明的第七实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图，图15(b)是表示比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图16(a)是本发明的第八实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图，图16(b)是表示本频率可变lc滤波器的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图17是本发明的第九实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图18是表示本发明的第九实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性、和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图19是本发明的第十实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图20是表示本发明的第十实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性、和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图21是本发明的第十一实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图22(a)是表示本发明的第十一实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性、和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图，图22(b)是图22(a)所示的特性的局部放大图。
图23是本发明的第十二实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图24是表示本发明的第十二实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性、和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图25是本发明的第十三实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
图26是表示本发明的第十三实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图27是表示用于说明本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器的各可变电容器的电容值的设定例的、本频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图28(a)是表示使各可变电容器的电容值不同的频率可变lc滤波器的通过特性的图，图28(b)是图28(a)的特性图的点线所示出的范围的放大图。
图29(a)是表示使各可变电容器的电容值不同的频率可变lc滤波器的通过特性的图，图29(b)是图29(a)的特性图的点线所示出的范围的放大图。
图30是表示使各可变电容器的电容值不同的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
图31是表示使各可变电容器的电容值不同的频率可变lc滤波器的通过特性的图。
具体实施方式
参照附图，对本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器进行说明。图1是本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。
频率可变lc滤波器40包括：第一串联臂lc滤波器电路41、第一并联臂lc滤波器电路42、第二并联臂lc滤波器电路43、第一连接端子p401以及第二连接端子p402。
第一串联臂lc滤波器电路41连接在作为输入端子的第一连接端子p401和作为输出端子的第二连接端子p402之间。第一并联臂lc滤波器电路42连接在第一串联臂lc滤波器电路41的第一连接端子p401侧和接地电位之间。第二并联臂lc滤波器电路43连接在第一串联臂lc滤波器电路41的第二连接端子p402侧和接地电位之间。
第一串联臂lc滤波器电路41包括电容器411、413、电感器412、414、和可变电容器415。
电容器411和电感器412串联连接在第一连接端子p401和第二连接端子p402之间。这时，电感器412与第二连接端子p402直接连接。电容器413与电容器411和电感器412的串联电路并联连接。电感器414和可变电容器415并联连接。该并联电路连接在电容器411和电感器412的连接点、与接地电位之间。
由像这样的电路结构构成的第一串联臂lc滤波器电路41的谐振频率f41主要对频率可变lc滤波器40的通频带的频率和通频带高频侧的衰减极的频率作出贡献。这时，若将通频带的中心频率设为f0，则电感器414和可变电容器415的并联电路的谐振频率f412被设定为低于中心频率f0(f412<f0)。此外，电感器412和电容器413的并联电路的谐振频率f411被设定为高于中心频率f0(f411>f0)。此外，电容器411和电感器412的串联电路的谐振频率f413被设定为高于中心频率f0(f413>f0)。
第一并联臂lc滤波器电路42包括电感器421和可变电容器422。
电感器421和可变电容器422的串联电路连接在第一串联臂lc滤波器电路41的第一连接端子p401侧和接地电位之间。
由像这样的电路结构构成的第一串联臂lc滤波器电路42的谐振频率f42主要对频率可变lc滤波器40的通频带低频侧的衰减极的频率作出贡献。这时，谐振频率f42被设定为低于中心频率f0(f42<f0)。更具体而言，谐振频率f42被设定为低于谐振频率f412(f42<f412)。
第二并联臂lc滤波器电路43包括电感器431和可变电容器432。
电感器431和可变电容器432的串联电路连接在第一串联臂lc滤波器电路41的第二连接端子p402侧和接地电位之间。
由像这样的电路结构构成的第二串联臂lc滤波器电路43的谐振频率f43主要对频率可变lc滤波器40的通频带高频侧的衰减极的频率作出贡献。这时，谐振频率f43被设定为高于中心频率f0(f43>f0)。更具体而言，谐振频率f43被设定为高于谐振频率f412、413(f42>f411、f413)。
并且，像这样的结构中，通过使可变电容器415、422、432的电容值发生变化，从而能实现通频带和衰减极的频率发生变化的带通滤波器。
图2是表示本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的曲线图。如图2所示，通过利用频率可变lc滤波器，使通频带带宽约为100[mhz]，能在通频带的两侧形成衰减极。进而，相对于各衰减极与通频带相反一侧的频带中衰减量难以降低，能以较宽的频带实现所期望的衰减量。此外，无论是通频带的高频侧还是低频侧，均能使衰减量增大，能使可获得期望的衰减量的频带变宽。
尤其如图1所示，使第一串联臂lc滤波器电路41的电感器412不经由电容器而与第二连接端子p402直接连接，从而能使衰减特性陡峭。
换言之，通过使第一串联臂lc滤波器电路41的电感器412与第二连接端子p402直接连接、或经由其它电感器与第二连接端子p402连接，如图3所示能进一步使衰减特性陡峭。
考虑其理由如下文所述。
与电感器直接连接的电容器的频率特性是使低频衰减、使高频通过，即像高通滤波器那样的特性，因此成为使高频中的衰减恶化的主要原因。
此外，与连接端子直接连接的电感器的频率特性是使高频衰减、使低频通过，即像低通滤波器那样的特性，因此成为使高频的衰减变得良好的主要原因。
再有，使电感器经由其它电感器与连接端子相连接时，其成为使高频的衰减进一步变得良好的主要原因。
图3是表示本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器和现有结构的通过特性的曲线图。图3所示的现有结构为现有技术中所示的电路结构，即，可变电容器与各连接端子相连接，在该可变电容器之间连接有电感器的结构。另外，图3中虽然只记载了一种可变电容器的电容值的设定，但其它的电容值也可获得同样的结果。
如图3所示，通过利用本申请的频率可变lc滤波器40，能降低通频带的损耗，且能使通频带的两侧(高频侧和低频侧)的衰减特性陡峭。
如上文所述，通过利用本实施方式的结构，能使通过特性的损耗减小，使通频带低频侧的衰减特性的陡峭性和高频侧的衰减特性的陡峭性的差减小。并且，在该结构中，能减少构成电路的可变电容器，能利用简单的结构实现频率可变lc滤波器。
另外，优选地，电感器412、414、421的电感值大于20[nh]。通过利用这样的电感值的电感器，能进一步提高衰减特性。
此外，优选地，可变电容器422、432的电容值小于20[pf]。而且，优选地，可变电容器415的电容值小于20[pf]。通过在这样的电容值范围内调整可变电容值的电容值，能进一步提高衰减特性。
接着，参照附图，对本发明的第二实施方式涉及的频率可变lc滤波器进行说明。图4(a)、图4(b)、图4(c)是本发明的第二实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。图4(a)、图4(b)、图4(c)分别示出了磁场耦合的部位不同的方式。
本实施方式涉及的频率可变lc滤波器40a、40b、40c相对于第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40的不同点在于，电感器磁场耦合。其它结构与第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40相同。
如图4(a)所示，频率可变lc滤波器40a中，电感器412与电感器414磁场耦合。如图4(b)所示，频率可变lc滤波器40b中，电感器412与电感器421磁场耦合。如图4(c)所示，频率可变lc滤波器40c中，电感器412与电感器431磁场耦合。
像这样，通过将与第二连接端子p402直接连接的电感器412与其它电感器磁场耦合，可获得图5所示的通过特性。图5是表示本发明的第二实施方式涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的曲线。如图5所示，与没有磁场耦合的方式相比，通过利用频率可变lc滤波器40a、40b、40c的结构，能使通频带的损耗维持在较低水平，而使衰减特性进一步陡峭。
另外，本实施方式中，说明了使电感器412与其它电感器磁场耦合，但在第一并联臂lc滤波器电路的电感器、lc串联电路的电感器、lc并联电路的电感器、以及第二并联臂lc滤波器电路的电感器中，被磁场耦合的电感器的组合可以是任何组合方式。
接着，参照附图，对本发明的第三实施方式涉及的频率可变lc滤波器进行说明。图6(a)和图6(b)是本发明的第三实施方式涉及的频率可变lc滤波器的电路图。图6(a)、图6(b)分别示出了电容性耦合的部位不同的方式。
本实施方式涉及的频率可变lc滤波器40d、40e相对于第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40的不同点在于，在电感器之间产生电容性耦合。其它结构与第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40相同。
如图6(a)所示，频率可变lc滤波器40d中，电感器421与电感器431电容性耦合。通过该结构，能通过使电感器421和电感器431进行电容性耦合来获得电容器413的电容值的至少一部分。由此，能减小电容器413的电容值。或者能省略电容器413。
如图6(b)所示，频率可变lc滤波器40e中，电感器421与电感器412电容性耦合。通过该结构，能通过使电感器421和电感器412进行电容性耦合来获得电容器411的电容值的至少一部分。由此，能减小电容器411的电容值。或者能省略电容器411。
像这样，通过利用本实施方式的结构，能使构成频率可变lc滤波器的固定电容器的电容值减小、或者能省略固定电容器，因此能使频率可变lc滤波器小型化。
上述实施方式中示出的频率可变lc滤波器能用于下文所示的高频前端电路。图7是本发明的实施方式涉及的高频前端电路的功能框图。
高频前端电路10包括：天线ant、天线匹配电路20、高频固定滤波器30、频率可变lc滤波器40、分波电路50、频率可变滤波器61、62、发送侧放大电路71、接收侧放大电路72、信号处理部80、发送电路91以及接收电路92。信号处理部80包括发送信号生成部801、解调部802以及信道决定部810。频率固定滤波器30对应于本发明的“固定滤波器”。频率可变lc滤波器40对应于本发明的“第二滤波器”。频率可变滤波器61、62对应于本发明的“第一滤波器”。高频前端电路10只要至少包括频率固定滤波器30、频率可变lc滤波器40以及频率可变滤波器61即可。该情况下，频率固定滤波器30、频率可变lc滤波器40以及频率可变滤波器61依次串联连接。能将分波电路50、频率可变滤波器62、发送侧放大电路71、接收侧放大电路72以及信号处理部80的一部分或全部的结构要素省略。
天线ant与天线匹配电路20相连接。天线匹配电路20与频率固定滤波器30相连接。频率固定滤波器30与频率可变lc滤波器40相连接。频率可变lc滤波器40与分波电路50的天线侧端子相连接。分波电路50的发送侧端子与频率可变滤波器61相连接。频率可变滤波器61与发送侧放大电路71相连接。发送侧放大电路71与发送电路91相连接。发送电路91与信号处理部80的发送信号生成部801相连接。分波电路50的接收侧端子与频率可变滤波器62相连接。频率可变滤波器62与接收侧放大电路72相连接。接收侧放大电路72与接收电路92相连接。接收电路92与信号处理部80的解调部802相连接。
高频前端电路10在由多个通信信号构成的通信频段中，利用空闲的通信信道收发高频信号。例如，高频前端电路10基于电视空白频段(tvwhitespace)的规格收发高频信号。在电视空白频段的规格中，电视播放的uhf频带、即在470[mhz]到790[mhz]的通信频段中设定的各自的频带带宽为6[mhz]的多个通信信道内，将没有传输电视播放的信号的信道作为空闲通信信道进行利用。
图8是表示本发明的实施方式涉及的高频前端电路的通过特性的图。图8中示出了通信频段与各通信信道的关系。其中，图8中示出了通信信道ch64为选择信道(高频前端电路10中进行通信的空闲通信信道)的情况。
天线匹配电路20对天线ant和从频率固定滤波器30靠信号处理部80侧的电路进行阻抗匹配。天线匹配电路20由电感器和电容器构成。例如，在天线匹配电路20中，设定电感器和电容器的元件值，使得通信频段整体中，天线ant的反射损耗达到期望值以下。
频率固定滤波器30由电感器和电容器构成。即，频率固定滤波器30为频率固定型的lc滤波器。在频率固定滤波器30中，设定电感器和电容器的元件值，使得通信频段的频带成为通频带内，通信频段之外的频带成为衰减频带内。例如，频率固定滤波器30由低通滤波器构成。如图8的滤波器特性sf30所示，频率固定滤波器30中，通信频段的频带成为通频带内，高于通信频段的频带的高频带成为衰减频带内。由此，频率固定滤波器30将通信频段内的高频信号低损耗地传输，使通信频段外的高频信号衰减。
频率可变lc滤波器40利用上述各实施方式示出的图1、图4(a)、图4(b)、图4(c)、图6(a)和图6(b)的频率可变lc滤波器中的任一个。
频率可变lc滤波器40使通频带和衰减频带根据选择信道发生变化。这时，选择信道的频带包含在通频带中。如图8的滤波器特性sf40所示，频率可变lc滤波器40的通频带的频带带宽比选择信道的频带带宽要宽。例如，频率可变lc滤波器40的通频带的频带带宽为选择信道的频带带宽的10倍左右。
频率可变lc滤波器40在频率轴上的通频带的两侧具有衰减极。如图8的滤波器特性sf40所示，频率可变lc滤波器40的衰减频带中，没有衰减量大幅减小的频带，而在通频带外，无论是通信频段内的何种频率均能获得规定的衰减量。
由此，频率可变lc滤波器40将与包含选择信道的多个信道对应部分的频带的高频信号低损耗地传输，使除此之外的频带的高频信号衰减。从而，频率可变lc滤波器40能使通信频段内离开选择信道的频率的频率中存在的无用波衰减。尤其是，频率可变lc滤波器40能使衰减频带的频率范围变得比后文所述的利用了谐振器的频率可变滤波器61、62要宽，因此对根据使用的通信信道(选择信道)产生变化的、在通信频段内的较宽频带中会产生的imd的衰减是有效的。
分波电路50由循环器、双工器等构成。分波电路50将从发送侧端子输入的发送信号(高频信号)输出至天线侧端子，将从天线侧端子输入的接收信号(高频信号)输出至接收侧端子。
频率可变滤波器61、62至少包括弹性波谐振器和可变电容器。弹性波谐振器是saw、baw等中所使用的、利用弹性波的谐振器。此外，根据滤波器特性至少具有一个电感器和电容器。即，频率可变滤波器61、62是频率可变型的谐振滤波器。频率可变滤波器61、62是利用了谐振器的谐振点和反谐振点的带通滤波器。频率可变滤波器61、62的具体的电路结构如下文所述。此外，频率可变滤波器61、62的基本结构相同，因此下面对频率可变滤波器61进行说明。
频率可变滤波器61使通频带和衰减频带根据选择信道发生变化。这时，选择信道的频带包含在通频带中。如图8的滤波器特性sf61所示，频率可变滤波器61的通频带的频带带宽与选择信道的频带带宽大致相同。
频率可变滤波器61在频率轴上的通频带的两侧具有衰减极。由于频率可变滤波器61是谐振滤波器，因此如图8的滤波器特性sf61所示，通频带的衰减特性比lc滤波器要陡峭。由此，频率可变滤波器61将选择信道的高频信号低损耗地传输，使相邻的通信信道的高频信号衰减。
如图8的滤波器特性sf61所示，频率可变滤波器61的衰减频带中具有以衰减极为基准在通频带的相反侧的频带中衰减量变小的频带。然而，在高频信号的传输路径中，通过将频率可变滤波器61、频率可变lc滤波器40以及频率固定滤波器30串联连接，从而即使是利用频率可变滤波器61得不到衰减量的频带，也能够利用频率可变lc滤波器40以及频率固定滤波器30获得足够的衰减量。
由此，如图8的综合滤波器特性sftx所示，将选择信道的高频信号低损耗地传输，能使包含相邻信道的选择信道以外的频带的高频信号衰减。这样即使切换选择信道也可获得同样的作用效果。
发送侧放大电路71包括放大元件。发送侧放大电路71的具体的电路结构如后文所述。发送侧放大电路71将由发送信号生成部801所生成的发送信号放大，并输出至频率可变滤波器61。接收侧放大电路72包括所谓的lna(低噪声放大器)。接收侧放大电路72将从频率可变滤波器62输出的接收信号放大，并输出至解调部802。
信号处理部80的信道决定部810检测通信频段内的空闲通信信道。例如，信道决定部810从外部获取空闲信道的映射，基于该映射检测空闲信道。信道决定部810选择至少一个空闲通信信道，设定为选择信道。信道决定部810将选择信道输出至发送信号生成部801。发送信号生成部801利用由选择信道的频率构成的高频信号生成发送信号，输出至发送侧放大电路71。另外，虽然未图示，信道决定部810将选择信道输出至解调部802。解调部802根据基于选择信道的本地信号对接收信号进行解调。
信道决定部810向频率可变lc滤波器40、发送侧放大电路71、频率可变滤波器61、频率可变滤波器62也输出选择信道。频率可变lc滤波器40、频率可变滤波器61、频率可变滤波器62利用该选择信道实现上文所述的滤波器特性。发送侧放大电路71利用该选择信号进行发送信号的放大处理。
如上文所述，通过利用本实施方式的高频前端电路10的结构，在由多个通信信道构成的通信频段中以所选择的通信信道(选择信道)进行无线通信的情况下，利用选择信道，能实现低损耗的无线通信。
另外，通信信道也可以由下文所述的方法来决定。高频前端电路包括检测部。检测部可以与分波电路50的天线ant侧相连接，也可以与接收电平检测用的其它天线相连接。检测部在空闲通信信道有多个的情况下，分别检测多个空闲通信信道的接收电平。检测部将接收电平输出至信道决定部810。信道决定部810将检测到的多个接收电平中接收电平最高的空闲通信信道选择为通信信道。
另外，优选地，频率可变滤波器61、62为下文所示的电路结构。图9是本发明的实施方式涉及的谐振滤波器型的频率可变滤波器的电路图。如上文所述，频率可变滤波器61、62除去频率的设定之外为相同的电路结构，因此对频率可变滤波器61进行说明。
频率可变滤波器61包括：串联臂谐振电路601、第一并联臂谐振电路602、第二并联臂谐振电路603、作为输入端子的连接端子p601、以及作为输出端子的连接端子p602。
串联臂谐振电路601连接在连接端子p601与连接端子p602之间。第一并联臂谐振电路602连接在串联臂谐振电路601的连接端子p601侧与接地电位之间。第二并联臂谐振电路603连接在串联臂谐振电路601的连接端子p602侧与接地电位之间。
串联臂谐振电路601包括电容器610、弹性波谐振器611、电感器612、以及可变电容器613。弹性波谐振器611、电感器612以及可变电容器613被并联连接。电容器610与该并联电路串联连接。该谐振电路连接在连接端子p601与连接端子p602之间。这时，电容器610与连接端子p601相连接，即与第一并联臂谐振电路602相连接。
第一并联臂谐振电路602包括弹性波谐振器621、电感器622、以及可变电容器623。弹性波谐振器621、电感器622以及可变电容器623被串联连接。该串联谐振电路连接在连接端子p601与接地电位之间。
第二并联臂谐振电路603包括弹性波谐振器631、电感器632、以及可变电容器633。弹性波谐振器631、电感器632以及可变电容器633被串联连接。该串联谐振电路连接在连接端子p602与接地电位之间。
串联臂谐振电路601、第一、第二并联臂谐振电路602、603是利用了弹性波谐振器611、621、631的谐振点和反谐振点的带通滤波器。并且，通过使可变电容器613、623、633的电容值发生变化，从而频率可变滤波器61作为通频带发生变化的带通滤波器发挥作用。
弹性波谐振器621的阻抗比弹性波谐振器631的阻抗要低。
图10是表示图9所示的频率可变滤波器的通过特性的曲线图。如图10所示，通过利用频率可变滤波器61，使通频带带宽约为10[mhz]，能实现在通频带的两侧具有衰减极的滤波器特性。尤其如图9所示，通过在串联臂谐振电路601的第一并联臂谐振电路602侧连接电容器，换言之通过在具备阻抗较低的弹性波谐振器的谐振滤波器侧连接电容器，从而能在频率轴上的通频带的两侧具有陡峭的衰减特性，形成衰减量较大的衰减极。由此，能使选择信道的相邻信道的频带的高频信号大幅衰减。
接着，图11(a)是本发明的第四实施方式涉及的频率可变lc滤波器40f的电路图。
频率可变lc滤波器40f与第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40的不同点在于，为了使衰减特性的陡峭性进一步提高而具备第一并联臂lc滤波器电路42f。第一并联臂lc滤波器电路42f相对于第一并联臂lc滤波器电路40追加了固定电容器423。
如图11(a)所示，固定电容器423与由电感器421和可变电容器vc422构成的串联电路并联连接。由电感器421和固定电容器423构成的电路的反谐振点的频率被设定在频率可变lc滤波器40f的通频带的低频侧。由此，如下述的特性图所示，频率可变lc滤波器40f的通频带的低频侧中衰减特性进一步变得陡峭。
图11(b)是表示频率可变lc滤波器40f的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。图11(b)的特性图中，实线和点线分别表示频率可变lc滤波器40f的通过特性，虚线和两点虚线表示比较例的频率可变lc滤波器的通过特性。点线和两点虚线表示分别将实线和虚线所示的通频带变更至高频侧的特性图。其中，作为比较例所涉及的频率可变lc滤波器，采用第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40。
如图11(b)的实线和虚线所示，频率可变lc滤波器40f能以与比较例涉及的频率可变lc滤波器40相同的水平，使通频带的信号低损耗地通过。此外，频率可变lc滤波器40f的低频侧的衰减极的频率(约400mhz)比比较例涉及的频率可变lc滤波器的低频侧的衰减极的频率(约380mhz)更靠近通频带。此外，频率可变lc滤波器40f的衰减量(db)在低频侧的衰减极的频率附近大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。即，本实施方式涉及的频率可变lc滤波器40f的衰减特性比比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减特性更为陡峭。如图11(b)的点线和两点虚线所示，即使将通频带变更至高频侧也能获得该陡峭性的提高。
接着，图12(a)是本发明的第五实施方式涉及的频率可变lc滤波器40g的电路图，图12(b)是表示本频率可变lc滤波器40g的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。其中，作为比较例涉及的频率可变lc滤波器使用了频率可变lc滤波器40。
频率可变lc滤波器40g与频率可变lc滤波器40的不同点在于，为了进一步提高对通频带的信号的高次谐波的衰减特性，而具备第一串联臂lc滤波器电路41g。第一串联臂lc滤波器电路41g相对于第一串联臂lc滤波器电路41追加了电感器416。
如图12(a)所示，电感器416与可变电容器vc415串联连接。该串联电路与电感器414并联连接。该串联电路的反谐振点的频率被设定在频率可变lc滤波器40g的通频带的高频侧。由此，如下文的特性图所示，对高次谐波的频率可变lc滤波器40g的衰减特性提高。
如图12(b)的实线和虚线所示，频率可变lc滤波器40g的通频带的中心频率的两倍频率(约900mhz)中，频率可变lc滤波器40g衰减量比比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量要大。如图12(b)的点线和两点虚线所示，即使将通频带变更至高频侧也能获得对该两倍波的衰减量的增加。
接着，图13(a)是本发明的第六实施方式涉及的频率可变lc滤波器40h的电路图，图13(b)是表示本频率可变lc滤波器的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。其中，作为比较例涉及的频率可变lc滤波器使用了频率可变lc滤波器40。
频率可变lc滤波器40h与频率可变lc滤波器40的不同点在于，为了在通频带的低频侧和高频侧进一步提高衰减特性而具备固定电容器424、第二并联臂lc滤波器电路43h。第二并联臂lc滤波器电路43h相对于第二并联臂lc滤波器电路43追加了电感器433。
如图13(a)所示，固定电容器424串联连接在第一连接端子p401和第一串联臂lc滤波器电路41之间。由此，由第一并联臂lc滤波器电路42、固定电容器411、固定电容器424形成t型高通滤波器电路。如下文的特性图所示，利用该t型高通滤波器电路，在通频带的低频侧衰减特性的陡峭性得到提高。
第二并联臂lc滤波器电路43h的电感器433与由电感器431和可变电容器vc432构成的串联电路并联连接。由电感器433和可变电容器vc432构成的并联电路的反谐振点的频率被设定在频率可变lc滤波器40h的通频带的高频侧。由此，如下文的特性图所示，在通频带的高频侧衰减特性的陡峭性得到提高。
如图13(b)的实线和虚线所示，频率可变lc滤波器40h能以与比较例涉及的频率可变lc滤波器40相同的水平，使通频带的信号低损耗地通过。频率可变lc滤波器40h的低频侧的衰减极的频率(约390mhz)比比较例涉及的频率可变lc滤波器的低频侧的衰减极的频率(约380mhz)更靠近通频带。此外，频率可变lc滤波器40h的衰减量(db)在低频侧的衰减极的频率附近大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。频率可变lc滤波器40h的高频侧的衰减极的频率(约620mhz)比比较例涉及的频率可变lc滤波器的高频侧的衰减极的频率(约650mhz)更靠近通频带。此外，频率可变lc滤波器40h的衰减量(db)在高频侧的衰减极的频率附近大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。即，本实施方式涉及的频率可变lc滤波器40h的衰减特性比比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减特性更为陡峭。如图13(b)的点线和两点虚线所示，即使将通频带变更至高频侧也能获得该陡峭性的提高。
接着，图14是本发明的第七实施方式涉及的频率可变lc滤波器40i的电路图。图15(a)是表示本发明的第七实施方式涉及的频率可变lc滤波器40i的通过特性的图，图15(b)是表示比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。其中，作为比较例涉及的频率可变lc滤波器使用了频率可变lc滤波器40。
频率可变lc滤波器40i相对于频率可变lc滤波器40h追加了电感器441、固定电容器442、以及固定电容器443。由此，频率可变lc滤波器40i不仅提高衰减特性的陡峭性，还增加了对通频带的信号的高次谐波的衰减量，且与低频侧的衰减极相比使低频侧的衰减量进一步增加。
由电感器441和固定电容器442构成的串联电路的一端与第一连接端子p401和固定电容器424之间的路径相连接，另一端与接地电位相连接。该串联电路的反谐振点的频率例如为150mhz，被设定为比低频侧的衰减极的频率更低。由此，如下文的特性图所示，在低频侧的衰减极的进一步低频侧，频率可变lc滤波器40i的衰减量增加。固定电容器443的一端与第二连接端子p402和第二并联臂lc滤波器电路43之间的路径相连接，另一端与接地电位相连接。如下文的特性图所示，利用该固定电容器443使对高次谐波的频率可变lc滤波器40i的衰减量提高。
如图15(a)的实线和虚线所示，频率可变lc滤波器40i能以与比较例涉及的频率可变lc滤波器40相同的水平，使通频带的信号低损耗地通过。频率可变lc滤波器40i的低频侧的衰减极的频率(约410mhz)比比较例涉及的频率可变lc滤波器的低频侧的衰减极的频率(约380mhz)更靠近通频带。此外，频率可变lc滤波器40i的衰减量(db)在低频侧的衰减极的频率附近大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。频率可变lc滤波器40i的高频侧的衰减极的频率(约620mhz)比比较例涉及的频率可变lc滤波器的高频侧的衰减极的频率(约650mhz)更靠近通频带。此外，频率可变lc滤波器40i的衰减量(db)在高频侧的衰减极的频率附近大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。即，本实施方式涉及的频率可变lc滤波器40i的衰减特性比比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减特性更为陡峭。如图15(a)的点线和两点虚线所示，即使将通频带变更至高频侧也能获得该陡峭性的提高。
此外，如图15(a)的实线和虚线所示，在100mhz以上300mhz以下的频带中，频率可变lc滤波器40i的衰减量大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。如图15(a)的点线和两点虚线所示，即使将通频带变更至高频侧也能获得该低频侧的衰减极的进一步低频侧的衰减量的提高。
此外，如图15(b)的实线和虚线所示，频率可变lc滤波器40i的通频带的中心频率的两倍频率(约900mhz)中，频率可变lc滤波器40i的衰减量比比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量要大。如图15(b)的点线和两点虚线所示，即使将通频带变更至高频侧也能获得对该两倍波的衰减量的增加。
接着，图16(a)是本发明的第八实施方式涉及的频率可变lc滤波器40j的电路图，图16(b)是表示频率可变lc滤波器的40j的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。其中，作为比较例涉及的频率可变lc滤波器使用了频率可变lc滤波器40。
频率可变lc滤波器40j与频率可变lc滤波器40i的不同点在于，具备第一串联臂lc滤波器电路41j。第一串联臂lc滤波器电路41j相对于第一串联臂lc滤波器电路40追加了电感器417和开关418。频率可变lc滤波器40j伴随着通频带的变更使开关418短路或打开，从而获得所期望的衰减特性。
图16(a)所示，由电感器417和开关418构成的串联电路与固定电容器413并联连接。换言之，该串联电路与由电感器412和固定电容器411构成的串联电路并联连接。
开关418在频率可变lc滤波器40j的通频带变更为高频侧时发生短路。开关418在频率可变lc滤波器40j的通频带变更为低频侧时打开。另外，开关418基于从信道决定部810输出的选择信道的信息，进行短路或打开。由此，开关418与可变电容器vc422、415、432的电容值变更联动，进行短路或打开。
图16(b)的特性图中，实线表示通频带变更为低频侧，且开关418打开时的频率可变lc滤波器40j的通过特性。点线表示通频带变更为高频侧，且开关418短路时的频率可变lc滤波器40j的通过特性。如图16(b)的两点虚线所示，比较例涉及的频率可lc滤波器中，通频带变更为高频侧时，在比低频侧的衰减极更低的450mhz附近衰减量成为最小值。如图16(b)的点线所示，本实施方式涉及的频率可变lc滤波器40j中，也同样地，通频带变更为高频侧时，在比低频侧的衰减极更低的510mhz附近衰减量成为最小值。通频带的低频侧中，频率可变lc滤波器40j的衰减量的最小值(约40db)比比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量的最小值(约38db)要大。换言之，频率可变lc滤波器40j能确保在通频带的低频侧中大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的最小衰减量的衰减量。
此外，通频带变更为低频侧，且开关418打开时，频率可变lc滤波器40j的电路结构与频率可变lc滤波器40i的电路结构变得相同。由此，频率可变lc滤波器40j的通过特性也与频率可变lc滤波器40i的通过特性相同。即，频率可变lc滤波器40j通过在通频带变更为低频侧时打开开关418，能维持频率可变lc滤波器40i的通过特性。
另外，本实施方式中，仅在通频带变更为高频侧时使开关418短路。然而，频率可变lc滤波器40j中，也可以是根据各元件值而仅在通频带变更为低频侧时使开关418短路的方式。
接着，图17是本发明的第九实施方式涉及的频率可变lc滤波器40k的电路图。图18是表示频率可变lc滤波器40k的通过特性和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。其中，作为比较例涉及的频率可变lc滤波器使用了频率可变lc滤波器40。
频率可变lc滤波器40k为了增加对通频带的信号的三倍波的衰减量，针对频率可变lc滤波器40i追加了电感器451和固定电容器452。
如图17所示，电感器451的一端与第二连接端子p402连接，另一端与第一串联臂lc滤波器电路41(或第二串联臂lc滤波器电路43h)相连接。固定电容器452与电感器451并联连接。由电感器451和固定电容器452构成的并联电路的谐振点的频率被设定为高于频率可变lc滤波器40k的通频带。更具体而言，该谐振点的频率例如为2300mhz，高于通频带的中心频率的三倍频率(1350mhz)。
图18的特性图中，如实线和虚线所示，在1350mhz附近，频率可变lc滤波器40k的衰减量大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。
此外，如图18的点线和两点虚线所示，即使将通频带变更为高频侧，频率可变lc滤波器40k的衰减量在1950mhz附近也大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。其中，变更为高频侧的通频带的中心频率约为650mhz(＝1950mhz/3)。
接着，图19是本发明的第十实施方式涉及的频率可变lc滤波器40l的电路图。图20是表示本发明的第十实施方式涉及的频率可变lc滤波器40l的通过特性、和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。其中，作为比较例涉及的频率可变lc滤波器使用了频率可变lc滤波器40。
频率可变lc滤波器40l为了增加对通频带的信号的三倍波的衰减量，针对频率可变lc滤波器40i追加了电感器461、电感器462和固定电容器463。
电感器461的一端与第二连接端子p402连接，另一端与第一串联臂lc滤波器电路41(或第二串联臂lc滤波器电路43h)相连接。由电感器462和固定电容器463构成的串联电路连接在第二连接端子p402和接地电位之间。电感器461、462和固定电容器463形成将截止频率设为约2000mhz的低通滤波器。
图20的特性图中，如实线和虚线所示，在1350mhz附近，频率可变lc滤波器40l的衰减量(42db)大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量(30db)。
此外，如图20的点线和两点虚线所示，即使将通频带变更为高频侧，频率可变lc滤波器40l的衰减量(43db)在1950mhz附近也大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量(34db)。其中，变更为高频侧的通频带的中心频率约为650mhz(＝1950mhz/3)。
接着，图21是本发明的第十一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40m的电路图。图22(a)是表示本发明的第十一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40m的通过特性、和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图，图22(b)是图22(a)所示的特性图的局部放大图。其中，作为比较例涉及的频率可变lc滤波器使用了频率可变lc滤波器40k。
频率可变lc滤波器40m针对频率可变lc滤波器40k，将从第一端子p401到第一串联臂lc滤波器电路41为止的路径的电路结构进行了变更。具体而言，如图21所示，由固定电容器426、425构成的串联电路连接在第一连接端子p401和第一串联臂lc滤波器电路41之间。第一并联臂lc滤波器电路41m与第一并联臂lc滤波器电路41的不同点在于，仅连接部位不同。第一并联臂lc滤波器电路41m连接在固定电容器426和固定电容器425之间的路径、与接地电位之间。通过像这样的结构，由固定电容器425、426、第一并联臂lc滤波器电路42m形成t型的高通滤波器。
频率可变lc滤波器40m也可以不在第一连接端子p401和第一串联臂lc滤波器电路41之间具备由频率可变lc滤波器40k所具备的电感器441和固定电容器442构成的并联臂lc滤波器电路。像这样，频率可变lc滤波器40m不设有并联臂lc滤波器电路的元件而形成t型高通滤波器。由此，频率可变lc滤波器40m相对于频率可变lc滤波器40k，以更低损耗使通频带的信号通过。
如图22(a)的实线和点线所示，频率可变lc滤波器40m确保在通频带以外的频带中有35db以上的衰减量。此外，如图22(b)的放大图所示，频率可变lc滤波器40m在通频带中以比频率可变lc滤波器40k更低的损耗使信号通过。如图22(a)和图22(b)的虚线和两点虚线所示，将通频带变更为高频侧也能获得这些频率可变lc滤波器40m的效果。
接着，图23是本发明的第十二实施方式涉及的频率可变lc滤波器40n的电路图。图24是表示本发明的第十二实施方式涉及的频率可变lc滤波器40n的通过特性、和比较例涉及的频率可变lc滤波器的通过特性的图。其中，作为比较例采用了频率可变lc滤波器40k。
频率可变lc滤波器40n为了增加对通频带的信号的三倍波的衰减量，针对频率可变lc滤波器40m追加了电感器462和固定电容器463。由电感器462和固定电容器463构成的并联臂lc滤波器电路连接在第二连接端子p402和接地电位之间。
由此，图24的特性图中，如实线和虚线所示，将通频带变更为低频侧时的频率可变lc滤波器40n的衰减量在1350mhz附近大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。同样地，如图24的点线和两点虚线所示，将通频带变更为高频侧时频率可变lc滤波器40n的衰减量在1950mhz附近大于比较例涉及的频率可变lc滤波器的衰减量。
接着，图25是本发明的第十三实施方式涉及的频率可变lc滤波器40o的电路图。本实施方式涉及的频率可变lc滤波器40o与频率可变lc滤波器40的不同点在于，由开关472、476切换第一、第二并联臂lc滤波器电路42o、43o的电感器。频率可变lc滤波器40o通过切换第一、第二并联臂lc滤波器电路42o、43o的电感器，使可变电容器vc422、415、432的电容值的变更产生的通频带的变更宽度增大。
具体而言，如图25所示，第一并联臂lc滤波器电路42o包括可变电容器vc422、开关472、电感器421和电感器471。可变电容器vc422的一端与第一连接端子p401相连接。开关472包括一个共用端子和两个独立端子。开关472的共用端子与可变电容器vc422的另一端相连接。开关472的一个独立端子与电感器421的一端相连接。开关472的另一个独立端子与电感器471的一端相连接。电感器421、471的另一端分别与接地电位相连接。
如图25所示，第二并联臂lc滤波器电路43o包括可变电容器vc432、开关476、电感器431和电感器475。可变电容器vc432的一端与第二连接端子p402相连接。开关476包括一个共用端子和两个独立端子。开关476的共用端子与可变电容器vc432的另一端相连接。开关476的一个独立端子与电感器431的一端相连接。开关476的另一个独立端子与电感器475的一端相连接。电感器431、475的另一端分别与接地电位相连接。
开关472中共用端子和电感器421侧的独立端子相连接，且开关476中共用端子和电感器431侧的独立端子相连接时，频率可变lc滤波器40o的电路结构与频率可变lc滤波器40的电路结构变为等效。
电感器471的电感值(l471)被设定为大于电感器421的电感值(l421)(l471>l421)。电感器475的电感值(l475)被设定为小于电感器431的电感值(l431)(l475<l431)。
图26是表示频率可变lc滤波器40o的通过特性的图。图26中，虚线以及两点虚线表示频率可变lc滤波器40的通过特性。即，图26的虚线以及两点虚线表示使用了电感器421、431时的通过特性。如图26所示，频率可变lc滤波器40的通频带的变更宽度wc1约为160mhz。
这里，切换开关472的连接，使用电感值较大的电感器471时，如图26的实线所示，与使用了电感值较小的电感器421的情况(图中虚线所示)相比，通频带变更为低频侧。切换开关476的连接，使用电感值较小的电感器475时，如图26的点线所示，与使用了电感值较大的电感器421的情况(图中两点虚线所示)相比，通频带变更为高频侧。由此，如图26所示，频率可变lc滤波器40o的通频带的变更宽度wc2达到约230mhz，比变更宽度wc1要宽。
此外，频率可变lc滤波器40o确保在100mhz～900mhz中有35db以上的衰减量。进而，频率可变lc滤波器40o在通频带中以与频率可变lc滤波器40相同的水平使信号低损耗地通过。
如上文所述，频率可变lc滤波器40o在维持通过特性和衰减特性的同时，也能使通频带的变更宽度变宽。
现有技术的频率可变lc滤波器若变更通频带，则无法得到所期望的通过特性和衰减特性。
于是，为了在变更通频带时也获得所期望的通过特性和衰减特性，优选如下文所述，对各可变电容器vc422、415、432的电容值进行设定。
图27是表示用于说明各可变电容值vc422、415、432的电容值的设定例的、本发明的第一实施方式涉及的频率可变lc滤波器40的通过特性的图。图27中，将设为中心频率f0的通频带的低频侧的衰减极的频率设为频率fp1，将高频侧的衰减极的频率设为频率fp2，将高于频率fp2的高频侧的衰减极的频率设为频率fp3，进行如下说明。其中，频率fp1的衰减极通过第一并联臂lc滤波器电路42形成。频率fp2的衰减极通过第一串联臂lc滤波器电路41形成。频率fp3的衰减极通过第二并联臂lc滤波器电路43形成。此外，中心频率fp0通过第一串联臂lc滤波器电路41来设定。
本申请发明人发现，针对中心频率f0，将频率fp1、fp2、fp3以满足如下三个不等式的方式进行设定，则可获得所期望的通过特性和衰减特性。
式1：f0/2＜fp1＜f0
式2：f0＜fp2＜3×f0/2
式3：2×f0＜fp3＜3×f0
于是，设定可变电容器vc422、415、432的电容值，以满足上述三个不等式。这样，如图27所示，即使变更通频带，也能使通频带中的信号低损耗地通过。此外，即使变更通频带，也能确保在通频带两侧的衰减极的频率fp1、fp2附近有约30db以上的衰减量。此外，对通频带的信号的两倍波、以及三倍波也能确保约25db以上的衰减量。
图28(a)是表示使各可变电容器vc422、415、432的电容值不同的频率可变lc滤波器40的通过特性的图，图28(b)是图28(a)的特性图的点线所示出的范围的放大图。
图28(a)和图28(b)中，实线示出了满足上述全部式1～式3的频率可变lc滤波器40的通过特性。虚线表示满足上述式2和式3，且针对上述式1使频率fp1小于中心频率f0的1/2倍时的频率可变lc滤波器的通过特性。
如图28(a)和图28(b)所示，不满足上述式1的比较例涉及的频率可变lc滤波器在通频带中信号的损耗量增加。此外，不满足上述式1的比较例涉及的频率可变lc滤波器在通频带低频侧的470mhz～580mhz中，衰减量变小。若将衰减量的阈值设为25db，则比较例涉及的频率可变lc滤波器使520mhz～570mhz的无用频带的信号通过。从而，若将不满足上述式1的比较例涉及的频率可变lc滤波器利用于电视空白频段的无线通信，则s/n比劣化，且会使与无用的8信道部分对应的信号通过。与此相对，满足上述全部式1～式3的频率可变lc滤波器40使520mhz～570mhz的无用频带的信号不通过。
接着，图29(a)是表示使各可变电容器vc422、415、432的电容值不同的频率可变lc滤波器40的通过特性的图，图29(b)是图29(a)的特性图的点线所示出的范围的放大图。
图29(a)和图29(b)中，实线示出了满足上述全部式1～式3的频率可变lc滤波器40的通过特性。虚线表示满足上述式1和式3，且针对上述式2使频率fp2大于中心频率f0的3/2倍时的频率可变lc滤波器的通过特性。
如图29(a)和图29(b)所示，不满足上述式2的比较例涉及的频率可变lc滤波器在通频带中信号的损耗量增加。此外，不满足上述式2的比较例涉及的频率可变lc滤波器在通频带高频侧的700mhz～800mhz中，衰减量变小。若将衰减量的阈值设为25db，则比较例涉及的频率可变lc滤波器使760mhz～8000mhz的无用频带的信号通过。从而，若将不满足上述式2的比较例涉及的频率可变lc滤波器利用于电视空白频段的无线通信，则s/n比劣化，且会使与无用的6信道部分对应的信号通过。与此相对，满足上述全部式1～式3的频率可变lc滤波器40使760mhz～800mhz的无用频带的信号不通过。
接着，图30是表示使各可变电容器vc422、415、432的电容值不同的频率可变lc滤波器40的通过特性的图。
图30中，实线示出了满足上述全部式1～式3的频率可变lc滤波器40的通过特性。虚线表示满足上述式1和式2，且针对上述式3使频率fp3大于中心频率f0的3/2倍且小于中心频率f0的2倍时的频率可变lc滤波器的通过特性。
如图30所示，不满足上述式3的比较例涉及的频率可变lc滤波器在通频带中信号的损耗量增加。由此，将不满足上述式3的比较例涉及的频率可变lc滤波器利用于电视空白频段的无线通信时，s/n比劣化。
接着，图31是表示使各可变电容器vc422、415、432的电容值不同的频率可变lc滤波器40的通过特性的图。
图31中，实线示出了满足上述全部式1～式3的频率可变lc滤波器40的通过特性。虚线表示满足上述式1和式2，且针对上述式3使频率fp3大于中心频率f0的3倍时的频率可变lc滤波器的通过特性。
如图31所示，不满足上述式3的比较例涉及的频率可变lc滤波器在通频带中信号的损耗量增加。此外，不满足上述式3的比较例涉及的频率可变lc滤波器在1100mhz附近，衰减量变为极小的10db。由此，将不满足上述式3的比较例涉及的频率可变lc滤波器利用于电视空白频段的无线通信时，s/n比劣化。
如上文所述，只要设定各可变vc422、415、432的电容值使其满足上述式1～式3，则即使通频带变更，也可维持频率可变lc滤波器40的通过特性和衰减特性。
标号说明
10：高频前端电路
20：天线匹配电路
30：频率固定滤波器
40，40a，40b，40c，40d，40e，40f，40g，40h，40i，40j，40k，40l，40m，40n，40o：频率可变lc滤波器
41，41j：第一串联臂lc滤波器电路
42，42m，42o：第一并联臂lc滤波器电路
43，43h，43o：第二并联臂lc滤波器电路
50：分波电路
61，62：频率可变滤波器
71：发送侧放大电路
72：接收侧放大电路
80：信号处理部
91：发送电路
92：接收电路
411，413：电容器
423，424，425，426，442，443，452，463：固定电容器
412，414，416，417，421，431，433，441，451，462，471，475：电感器
415，422，432：可变电容器
418，472，476：开关
601：串联臂谐振电路
602：第一并联臂谐振电路
603：第二并联臂谐振电路
610：电容器
611，621，631：弹性波谐振器
612，622，632，：电感器
613，623，633：可变电容器
801：发送信号生成部
802：解调部
810：信道决定部
ant：天线
p401：第一连接端子
p402：第二连接端子
p601，p602：连接端子