一种增益自适应误差放大器的制作方法

本实用新型涉及集成电路设计技术领域，具体涉及一种增益自适应误差放大器。

背景技术：

误差放大器是模拟集成电路和混合集成电路中一个不可或缺的模块，常用在功率放大器以及DC-DC转换器等电路系统中，用于比较一个输入电压与基准外部参考电压的差值并将差值放大，为其他电路模块提供一个差值电压，其特性在很大程度上影响整个系统的性能。

对于PWM控制模式的DC-DC电源管理系统来说，输出纹波特性是系统设计中一个很重要的课题。作为供电电源，为避免对负载造成损害，输出纹波应越小越好。PWM DC-DC电源管理系统输出纹波主要受到误差放大器的影响，为了改善电源管理系统的瞬态特性，传统的误差放大器都尽量具有较大的跨导增益，在相同的输入电压差值条件下，输出更大的电流。后来提出的误差放大器结构都是以改善负载电流改变时的瞬态特性为主，虽然改善了负载电流变化时的瞬态特性，但是在负载电流稳定的情况下，却导致了较大的纹波输出。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题是现有误差放大器性能欠佳的问题，提供一种增益自适应误差放大器。

为解决上述问题，本实用新型是通过以下技术方案实现的：

一种增益自适应误差放大器，包括电平偏移电路、运算跨导放大电路和比较电路；电平偏移电路，输入接外部参考电压V_ref1和外部反馈电压v_FB；使运算跨导放大电路的输入电平满足正常工作要求；运算跨导放大电路，输入接外部偏置电压V_nbias1，以及电平偏移电路和比较电路的输出端；利用双极三极管作为差分对管，并利用MOS管共源结构电流镜为其差分对管提供电流偏置以降低功耗，以保证提供更大的增益；比较电路，输入接外部参考电压V_ref2和外部反馈电压v_FB，以及运算跨导放大电路的偏置输出端V_pbias；利用反馈结构控制比较电路输出摆率，从而输出运算跨导放大电路的控制信号；限幅电路，输入接外部偏置电压V_nbias2，以及运算跨导放大电路的输出端V_e；对运算跨导放大电路输出电压进行限幅。

上述电平偏移电路包括双极三极管Q1～Q2，以及电阻R1～R2；双极三极管Q1的基极接外部参考电压V_ref1，双极三极管Q2的基极接外部反馈电压v_FB；双极三极管Q1和Q2的集电极接地GND；双极三极管Q1和Q2的发射极分别接电阻R1和R2，电阻R1和R2另一端均接到电源VDD；双极三极管Q1的发射极作为电平偏移电路的第一输出端，并连接运算跨导放大电路的第一输入端；双极三极管Q2的发射极作为电平偏移电路的第二输出端，并连接运算跨导放大电路的第二输入端。

上述电平偏移电路中的双极三极管Q1和Q2为PNP型双极三极管。

上述运算跨导放大电路包括MOS管MP1～MP5，MOS管MN1～MN5，双极三极管Q3～Q6，以及电阻R3；MOS管MN1～MN5的源极均接到地GND；MOS管MP1、MP2、MP3和MP5的源极均接到电源VDD；MOS管MN1、MN2和MN3的栅极相接，并同时接外部偏置电压V_nbias1；MOS管MP1、MP2、MP3和MP5的栅极相接，共同作为运算跨导放大电路的偏置输出端V_pbias，并连接比较电路的偏置输入端V_pbias；MOS管MN1的漏极与MOS管MP1的漏极和栅极相连接；MOS管MN2的漏极接双极三极管Q3和Q5的发射极；MOS管MN3的漏极接双极三极管Q4和Q6的发射极；双极三极管Q3和Q4的集电极连接MOS管MP2的漏极；双极三极管Q5和Q6的集电极连接MOS管MP3的漏极；双极三极管Q3和Q4的基极共同作为运算跨导放大电路的第一输入端，并连接电平偏移电路的第一输出端；双极三极管Q5和Q6的基极共同作为运算跨导放大电路的第二输入端，并连接电平偏移电路的第二输出端；MOS管MN4的栅极与漏极短接，并与MOS管MN5的栅极和MOS管MP3的漏极相接；MOS管MP4的栅极作为运算跨导放大电路的第三输入端，连接比较电路的输出端；MOS管MP4的源极接双极三极管Q5和Q6的基极和电平偏移电路中Q2的发射极；电阻R3接在MOS管MP5的漏极和MOS管MP4的漏极之间；MOS管MP5的漏极与MOS管MN5的漏极相接，共同作为运算跨导放大电路即整个放大器的输出端V_e，并连接限幅电路的输出端。

上述运算跨导放大电路中MOS管MP1～MP5为PMOS型MOS管；MOS管MN1～MN5为NMOS型MOS管；双极三极管Q3～Q6为NPN型双极三极管。

上述比较电路包括MOS管MN7～MN9，MOS管MP7～MP12，反相器INV1和INV2；MOS管MP9的栅极接外部参考电压V_ref2；MOS管MP10和MP11的栅极接外部反馈电压v_FB；MOS管MP9、MP10和MP11的源极与MOS管的MP7漏极相接；MOS管MP7和MP8的栅极相接，共同作为比较电路的偏置输入端V_pbias，并连接运算跨导放大电路的偏置输出端V_pbias；MOS管MP7和MP8的源极接电源VDD；MOS管MN7的源极和漏极短接，并与MOS管MN8的栅极和MOS管MP9的漏极相接；MOS管MN8、MP10和MP12的漏极相接，并与MOS管MN9的栅极相接；MOS管MP11的漏极和MOS管MP12的源极相接；MOS管MN7、MN8和MN9的源极接地GND；MOS管MN9和MP8的漏极相接，并与反相器INV1和INV2的输入端相接；MOS管MP12的栅极与反相器INV1的输出端相接；反相器INV2的输出端作为比较电路的输出端，并连接运算跨导放大电路的第三输入端。

上述比较电路中MOS管MN7～MN9为NMOS型MOS管；MOS管MP7～MP12为PMOS型MOS管；反相器INV1和INV2为CMOS反相器。

上述限幅电路包括二极管D1，MOS管MN6，以及MOS管MPX；二极管D1的阳极作为限幅电路的输出端，并与运算跨导放大电路输出端V_e相接；二极管D1的阴极与MOS管MN6的漏极和MOS管MPX的漏极相接；MOS管MPX的栅极跟漏极相接，MOS管MPX的源极接电源VDD。MOS管MN6的源极接地GND；MOS管MN6的栅极接外部偏置电压V_nbias2。

上述限幅电路MOS管MN6为NMOS型MOS管，MOS管MPX为PMOS型MOS管。

与现有技术相比，本实用新型具有如下特点：

1、采用电压比较检测方式产生自适应控制信号；

2、采用电压取样电流求和负反馈结构降低误差放大器电压增益，从而自适应降低误差放大器的差值电压输出；

3、降低了负载电流稳定应用中的电源输出纹波，从而降低了系统功耗，但同时对负载瞬态特性影响很小。

附图说明

图1为本实用新型的电路结构示意图。

图2为本实用新型的比较电路结构示意图。

图3为基于本实用新型的误差放大器和传统的开环误差放大器电路实现DC-DC电源管理芯片7A大电流输出时输出纹波电压仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，详细描述本实用新型的技术方案：

一种增益自适应误差放大器，如图1所示，包括电平偏移电路、运算跨导放大电路(OTA)、比较电路和限幅电路。

电平偏移电路，使运算跨导放大电路的输入电平满足正常工作要求。在本实用新型优选实施例中，上述电平偏移电路包括双极三极管Q1～Q2，以及电阻R1～R2。其中双极三极管Q1～Q2为PNP型双极三极管。双极三极管Q1和Q2的集电极接地GND。双极三极管Q1和Q2的发射极分别接电阻R1和R2。双极三极管Q1的基极接外部参考电压V_ref1，双极三极管Q2的基极接变化的反馈电压v_FB。电阻R1和R2另一端均接到电源VDD。双极三极管Q1的发射极与运算跨导放大电路中双极三极管Q3和Q4的基极，双极三极管Q2的发射极与运算跨导放大电路中双极三极管Q5和Q6的基极相连接。

运算跨导放大电路，利用MOS型MOS管共源结构电流镜为运算放大器的差分对管提供电流偏置以降低功耗。利用NPN型双极三极管作为差分对管，以保证提供更大的增益。在本实用新型优选实施例中，上述运算跨导放大电路包括MOS管MP1～MP5，MOS管MN1～MN5，双极三极管Q3～Q6，以及电阻R3。其中MOS管MP1～MP5为PMOS型MOS管。MOS管MN1～MN5为NMOS型MOS管。双极三极管Q3～Q6为NPN型双极三极管。MOS管MN1～MN5的源极均接到地GND。MOS管MP1、MP2、MP3和MP5的源极均接到电源VDD。MOS管MN1、MN2和MN3的栅极相接，并同时接外部偏置电压V_nbias1。MOS管MP1、MP2、MP3和MP5的栅极相接，并连接比较电路的MOS管MP7和MP8的栅极。MOS管MN1的漏极与MOS管MP1的漏极和栅极相连接。MOS管MN2的漏极接双极三极管Q3和Q5的发射极。MOS管MN3的漏极接双极三极管Q4和Q6的发射极。双极三极管Q3和Q4的集电极连接MOS管MP2的漏极。双极三极管Q5和Q6的集电极连接MOS管MP3的漏极。双极三极管Q3和Q4的基极连接电平偏移电路的双极三极管Q1的发射极。双极三极管Q5和Q6的基极连接电平偏移电路的双极三极管Q2的发射极。MOS管MN4的栅极与漏极短接，并与MOS管MN5的栅极和MOS管MP3的漏极相接。MOS管MP4的栅极连接比较电路的反相器INV2的输出端。MOS管MP4的源极接双极三极管Q5和Q6的基极和电平偏移电路中Q2的发射极。电阻R3接在MOS管MP5的漏极和MOS管MP4的漏极之间。MOS管MP5的漏极与MOS管MN5的漏极相接，共同作为运算跨导放大电路的输出端V_e即整个增益自适应误差放大器的输出端，并连接限幅电路中的二极管D1和电阻R3的一端。

比较电路，监测DC-DC输出电压大信号波动，利用反馈结构控制比较电路输出摆率，从而输出跨导放大器的控制信号。采用电流镜为差分对管提供偏置电流，采用二级开环运放结构实现大增益的比较电路。在本实用新型优选实施例中，比较电路包括MOS管MN7～MN9，MOS管MP7～MP12，反相器INV1和INV2。其中MOS管MN7～MN9为NMOS型MOS管；MOS管MP7～MP12为PMOS型MOS管；反相器INV1和INV2采用传统的CMOS反相器结构。MOS管MP9的栅极接外部参考电压V_ref2。MOS管MP10和MP11的栅极接外部反馈电压v_FB。MOS管MP9、MP10和MP11的源极与MOS管的MP7漏极相接。MOS管MP7和MP8的栅极相接，并连接运算跨导放大电路的MOS管MN1的栅极，由外部提供电压偏置以提供合适的工作点。MOS管MP7和MP8的源极接电源VDD。MOS管MN7的源极和漏极短接，并与MOS管MN8的栅极和MOS管MP9的漏极相接。MOS管MN8、MP10和MP12的漏极相接，并与MOS管MN9的栅极相接。MOS管MP11的漏极和MOS管MP12的源极相接。MOS管MN7、MN8和MN9的源极接地GND。MOS管MN9和MP8的漏极相接，并与反相器INV1和INV2的输入端相接。MOS管MP12的栅极与反相器INV1的输出端相接。反相器INV2的输出端作为比较电路的输出端，并连接运算跨导放大电路的MOS管MP4的栅极。参见图2。

限幅电路，对输出电压进行限幅。限幅电路与运算跨导放大电路输出相接，其利用二极管导通压降为0.7V的特性，将跨导放大器输出幅度限制在合理的区间。在本实用新型优选实施例中，限幅电路包括包括二极管D1，MOS管MN6，以及MOS管MPX。MOS管MN6为NMOS型MOS管。MOS管MPX为PMOS型MOS管。二极管D1的阳极与运算跨导放大电路的MOS管MP5的漏极相接。二极管D1的阴极与MOS管MN6的漏极和MOS管MPX的漏极相接；MOS管MPX的栅极跟漏极相接，MOS管MPX的源极接电源VDD。MOS管MN6的源极接地GND。MOS管MN6的栅极接一外部偏置电压V_nbias2，以提供合适的工作点偏置。

本实用新型利用比较电路输出控制信号，控制运算跨导放大电路是否采用开环结构或闭环反馈结构；利用电压取样电流求和负反馈结构，降低运放电压增益的同时，维持输出电流基本不变；采用二极管串联NMOS型MOS管结构，限制误差电压输出幅度。

本实用新型的工作原理为：

电平偏移电路采用共集电极放大器结构，基极输入，发射极输出。其中Q1和R1构成一级共集电极放大器，Q2和R2构成一级共集电极放大器。以Q2、R2为例，为保证Q2工作于放大区状态，则Q2的发射极静态工作点电平将比Q2的基极输入v_FB大0.7V，即，放大器输出静态电位为v_FB+0.7V。共集电极放大器的交流增益，表示为

式中，β为双极三极管共射电流增益，R_iota是OTA输入电阻。A_v≈1，即输出交流信号与输入交流信号相同，因此，通过电平偏移电路，在不影响交流信号的条件下提升了信号工作点的电位，以便该信号能够驱动后继的OTA电路。

本实用新型的核心电路为自适应增益可变的运算跨导放大电路。其中MP1、MP2、MP3与MN1、MN2、MN3构成三路电流镜，工作在恒流区，用于镜像电流，提供偏置电流，提高放大增益，电流镜的参考电流I_ref由MN1管的参数和偏置电压V_nbias1控制。MOS型MOS管工作于放大区时，其漏端电流与栅源电压的关系可以近似表示为

式中，I_D是MOS管漏端电流，W/L是MOS管的宽长比；为特征电流，μ_n是MOS型MOS管的电子迁移率，C_OX＝ε_OX/t_OX是栅氧化层电容，ε_OX是氧化物介电常数，t_OX是氧化层厚度，V_GS是MOS型MOS管的栅源电压，V_TH＝k_BT/q是热电压，k_B是玻尔兹曼常数，q是电子电荷，V_TH是MOS型MOS管的阈值电压。

在本实用新型的实例中，

式中，V_nbias1是MN1的栅极偏置电压，W/L是MN1的宽长比，I_ref是参考支路电流。

对于镜像支路，镜像电流可以表示为

式中，I_MIR是镜像电流，(W/L)_mir是镜像支路MOS管宽长比，(W/L)_ref是参考支路MOS型MOS管宽长比，I_ref是参考支路电流。

MP1工作在放大区，其栅漏短接，漏极沟道并没有作为。当MP2、MP3也工作在放大区时，三个MOS型MOS管都有有限的输出电阻，则镜像电流源的镜像电流受控于栅源电压，而MP1、MP2、MP3三个MOS型MOS管的的栅源电压相同。在本实用新型的实例中，MP2与MP3的参数一致，漏端电流相同，镜像电流表示为

图1描述的OTA是一个以NPN型双极三极管Q3、Q6作为差分输入晶体管，PMOS镜像电流源作为负载的共射放大器。当差分输入v_i<0.7V，则输入晶体管截止，而负载晶体管处于线性区。当v_i逐渐增大，输入晶体管逐渐产生导通电流，进入饱和区，而负载晶体管也逐渐由线性区过渡到放大区。当负载处于放大区工作状态时，v_i的微小变化都会导致工作点电流发生大的变化，从而实现较大的增益，电压增益可以表示为

A_v＝-g_m(r_o1//r_o2)

式中，g_m是输入晶体管跨导，r_o1为输入晶体管等效交流电阻，r_o2负载晶体管等效交流电阻。电流越大，跨导g_m越大，而输出电阻越小。由于采用的双极型晶体管作为差分输入管，在一定的电流条件下，能够获得较高的电压增益。Q4、Q5采用交叉耦合结构，实现差分放大器输出快速切换，提高跨导g_m，进一步增大电压增益。

MN4、MN5、MP5构成了镜像电流镜，该电流镜完成差分放大电路输出电压转换为输出电流的功能。MN4工作在放大区，其栅漏短接，差分放大器输出电压控制流过该晶体管的电流，

本实用新型实例中，当MP4截止时，OTA属于开环结构，有

该电流经过镜像后，

V_e＝I_outr_omp5

式中，V_e为误差放大器输出电压，r_omp5为MP5管子的等效输出电阻。

当MP4导通时，OTA输出与差分输入经过电阻R3端接，实现了反馈结构。该反馈结构是电压取样并联负反馈，深度负反馈时，

式中，A_vf为反馈结构电压增益，v_e是误差放大器输出电压Ve的交流分量，v_fb是输入电压vFB的交流分量。R_i为Q2构成的共集电极放大电路输入电阻。通过设计R3可以得到满足要求的反馈闭环增益。

图1描述的限幅电路由二极管和MN6串联组成，选择合适的MN6栅极偏置电压，使MN6工作于放大区，漏极电位确定，则v_e的最高电位可以表示为

V_e＝v_DMN6+0.7

式中，v_DMN6是MN6的漏极电位，0.7V是二极管的导通电压。

图2描述的是本实用新型实例的比较电路，其作用是监测DCDC输出电压大信号波动，利用比较电路的输出信号控制OTA环路是否采用开环结构或闭环结构，从而控制不同的放大器电压增益。比较电路分为两级，第一级为运算跨导放大电路，第二级为恒流源负载共源放大电路。本实用新型实例中，out点为第二级放大电路输出，经过INV2转换为标准CMOS逻辑电平。

out点的输出摆幅表示为

v_dsMN9≤v_out≤V_DD-|v_dsMP8|

式中，v_dsMN9是晶体管MN9的漏源电压，v_dsMP8是晶体管MP8的漏源电压。

当晶体管MP12截止时，out点的电压增益表示为

A_vout＝g_mMP10(r_oMP10//r_oMN8)g_mMN9(r_oMP8//r_oMN9)

当晶体管MP12导通时，out点的电压增益表示为

A_vout＝(g_mMP10+g_mMP11)(r_oMP10//r_oMN8)g_mMN9(r_oMP8//r_oMN9)

比较电路的输出摆率为：

比较电路的作用是监测DCDC芯片输出电压大信号波动，摆率不同则比较电路输出延迟不同，从而在相同的外部参考电压条件下，比较电路输出延迟时间不同。输入信号的微小波动不会影响输出变化，只有大信号变化时才会影响输出变化。

基于本实用新型专利的误差放大器和传统的开环误差放大器实例实现了一种降压型DC-DC电源管理芯片。图3描述了大电流负载情况下，该电源管理芯片的输出电压纹波波动仿真结果，在7A的负载电流条件下，基于本实用新型的误差放大器的电源管理芯片的输出电压纹波有效减小。

本实用新型涉及集成电路设计领域，具体涉及一种DC-DC电源管理器的误差放大器，利用该误差放大器解决了现有技术中大电流应用的情况下，纹波与瞬态特性互相矛盾的问题，使得输出电压在具有低纹波的情况下又具有良好的瞬态特性。本实用新型中，利用比较电流监测输出电压大信号波动，实时改变跨导运算放大器的增益。当负载电流稳定时，跨导运算放大器增益变小，从而减小输出纹波；当负载电流波动时，比较电路测到输出电压异常波动，则跨导运算放大器增益变大，及时及时跟踪输出电压状态，获得良好的瞬态特性。基于本实用新型的误差放大器实现了一种降压型DC-DC电源管理芯片，仿真监测电源管理芯片的输出电压，在图3显示的仿真结果对比中，验证了本实用新型技术的有效性。