一种射频功率放大器及其匹配强化滤波架构的制作方法

本发明涉及射频功率放大器领域，具体涉及一种射频功率放大器及其匹配强化滤波架构。

背景技术

随着通信技术的日益发展，对射频功率放大器的要求也越来越高。以nb-iot射频功率放大器为例，nb-iot(narrowbandinternetofthings，窄带物联网)是万物互联网络的一个重要分支。nb-iot构建于蜂窝网络，只消耗大约180khz的带宽，可直接部署于gsm网络(globalsystemformobilecommunications，全球移动通讯系统)、umts网络(universalmobiletelecommunicationssystem，通用移动通讯系统)或lte网络(longtermevolution，长期演进)，以降低部署成本、实现平滑升级。

nb-iot是iot领域一个新兴的技术，支持低功耗设备在广域网的蜂窝数据连接，也被叫作低功耗广域网(lpwan)。nb-iot支持待机时间长、对网络连接要求较高设备的高效连接。据说nb-iot设备电池寿命可以提高至少10年，同时还能提供非常全面的室内蜂窝数据连接覆盖。在nb-iot射频功率放大器中，谐波抑制一般从1.4ghz开始，同时对高阶谐波也有抑制需求。

在传统的2g通讯系统中，对于nb-iot射频功率放大器低频的谐波抑制只需要从1.6ghz开始。新一代nb-iot射频通讯系统则要求谐波抑制从1.4ghz开始，额外还要求加入350mhz-460mhz10dbc的半波抑制，这大大增加了nb-iot射频功率放大器前端的研发难度。

传统的滤波匹配网络往往在匹配到50欧姆后增加特定的陷波电路来增强滤波，这也会增加额外的射频链路损耗以及nb-iot射频功率放大器研发成本。

技术实现要素：

本发明实施例提供了一种射频功率放大器的匹配强化滤波架构，包括：

输入电感，一端连接射频信号输入端；

第一陷波电路，一端连接所述输入电感的另一端和带阻电路的一端，另一端连接电源地；

所述带阻电路，另一端连接第二陷波电路的一端和带通电路的一端；

所述第二陷波电路，另一端连接所述电源地；

带通电路，另一端连接射频信号输出端。

进一步地，所述第一陷波电路包括串联的第二电容、第二电感。

进一步地，所述带阻电路包括并联的第三电容、第三电感。

进一步地，所述第二陷波电路包括串联的第四电容、第四电感。

进一步地，所述带通电路包括串联的第五电感、第五电容。

进一步地，所述输入电感、第二电容、第二电感、第三电感、第三电容、第四电容、第四电感匹配所述射频信号输出端阻抗到50欧姆。

进一步地，所述第一陷波电路和所述第二陷波电路频率不同。

进一步地，所述带通电路谐振在主频率。

进一步地，所述架构在1.4ghz-3.8ghz频率提供超过50dbc的谐波抑制，在350mhz-450mhz频率提供超过10dbc的半波抑制；所述架构的带内插损小于1.7db。

本发明实施例还提供一种射频功率放大器，包括上述所述的一种射频功率放大器的匹配强化滤波架构。

本发明的实施例提供的技术方案，大大降低了射频功率放大器前端的设计难度，在1.4ghz-3.8ghz提供50dbc以上的谐波抑制能力，350mhz-450mhz提供超过10dbc的半波抑制能力，同时带内插损低于1.7db。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是传统的一种射频功率放大器的匹配强化滤波架构的组成示意图；

图2是本发明一实施例提供的一种射频功率放大器的匹配强化滤波架构组成示意图；

图3是图1的匹配强化滤波架构的抑制效果示意图；

图4是图2的匹配强化滤波架构抑制效果示意图；

图5是本发明一实施例提供的一种射频功率放大器。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，以下将结合附图和实施例，对本发明技术方案的具体实施方式进行更加详细、清楚的说明。然而，以下描述的具体实施方式和实施例仅是说明的目的，而不是对本发明的限制。其只是包含了本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，本领域技术人员对于本发明的各种变化获得的其他实施例，都属于本发明保护的范围。

应该理解的是，虽然第一、第二、第三等用语可使用于本文中用来描述各种元件或组件，但这些元件或组件不应被这些用语所限制。这些用语仅用以区分一个元件或组件与另一元件或组件。因此，下述讨论之第一元件或组件，在不脱离本发明之内容下，可被称为第二元件或第二组件。

图1是传统的一种射频功率放大器的匹配强化滤波架构的组成示意图。如图1所示，传统的解决方案，射频信号从输入端输入，通过l1、c1、l4、l2、c2、l5几个匹配元件将阻抗匹配到50欧姆，其中c1、l4、c2、l5分别设计成两个不同频率的陷波电路，一个设计成抑制三阶和四阶谐波，另一个抑制高频谐波。l3、c3是针对350mhz-450mhz设计的带阻电路，c4是隔直电容。

图3是图1的匹配强化滤波架构的抑制效果示意图。如图3所示，m1-m11是各个频率的谐波抑制效果。频率为350mhz时，半波抑制m1＝-13.714db。频率为460mhz时，半波抑制m2＝-24.171db。频率为700mhz时，全波抑制m3＝-1.867db。频率为915mhz时，全波抑制m4＝-1.678db。频率为1.400ghz时，二次谐波抑制m6＝-52.278db。频率为1.830ghz时，二次谐波抑制m7＝-39.691db。频率为2.100ghz时，三次谐波抑制m8＝-42.803db。频率为2.750ghz时，三次谐波抑制m9＝-63.458db。频率为2.400ghz时，四次谐波抑制m10＝-48.619db。频率为3.800ghz时，四次谐波抑制m11＝-46.905db。

可见，传统的架构可以提供大约40-50dbc的抑制能力，超过10dbc的半波抑制能力，同时带内插损大约在1.7-1.9db。

图2是本发明一实施例提供的一种射频功率放大器的匹配强化滤波架构组成示意图。该架构包括输入电感l1、第一陷波电路、带阻电路、第二陷波电路、带通电路。

输入电感l1的一端连接射频信号输入端p1。第一陷波电路的一端连接输入电感l1的另一端和带阻电路的一端，另一端连接电源地。带阻电路的另一端连接第二陷波电路的一端和带通电路的一端。第二陷波电路的另一端连接电源地。带通电路的另一端连接射频信号输出端。

第一陷波电路包括串联的第二电容c2、第二电感l2。第二电容c2的一端连接输入电感l1和带阻电路的连接点，第二电容c2的另一端连接第二电感l2的一端，第二电感l2的另一端连接电源地。带阻电路包括并联的第三电容c3、第三电感l3。第二陷波电路包括串联的第四电容c4、第四电感l4。第四电容c4的一端连接带阻电路和带通电路的连接点，另一端连接第四电感l4的一端，第四电感l4的另一端连接电源地。带通电路包括串联的第五电感l5、第五电容c5。第五电感l5的一端连接带阻电路和第二陷波电路的连接点，另一端连接第五电容c5的一端，第五电容c5的另一端连接射频信号输出端。

输入电感l1、第二电容c2、第二电感l2、第三电感l3、第三电容c3、第四电容c4、第四电感l4匹配射频信号输出端阻抗到50欧姆。

第一陷波电路和第二陷波电路频率不同。带通电路共振在主频率。第五电容c5同时也作为隔直电容。

图4是图2的匹配强化滤波架构抑制效果示意图。如图4所示，m1-m11是各个频率的谐波抑制效果。频率为350mhz时，半波抑制m1＝-19.079db。频率为460mhz时，半波抑制m2＝-13.760db。频率为700mhz时，全波抑制m3＝-1.696db。频率为915mhz时，全波抑制m4＝-1.667db。频率为1.4ghz时，二次谐波抑制m6＝-64.657db。频率为1.830ghz时，二次谐波抑制m7＝-53.880db。频率为2.100ghz时，三次谐波抑制m8＝-51.796db。频率为2.750ghz时，三次谐波抑制m9＝-57.595db。频率为2.400ghz时，四次谐波抑制m10＝-53.021db。频率为3.800ghz时，四次谐波抑制m11＝-51.718db。

该架构在1.4ghz-3.8ghz频率提供超过50dbc的谐波抑制，在350mhz-450mhz频率提供超过10dbc的半波抑制。架构的带内插损小于1.7db。优于传统架构。

射频功率放大器中的输出匹配是直接决定射频功率放大器性能的关键。采用这种匹配强化滤波结构，过滤掉了多于的杂散，可以提高功率放大器的线性度，并且无需再使用额外的滤波器，可以大大节约射频前端的空间和成本。

图5是本发明一实施例提供的一种射频功率放大器。如图5所示，该射频功率放大器1包括上述所述的一种射频功率放大器的匹配强化滤波架构。

由于nb-iot射频功率放大器对谐波要求较高，所以上述的匹配强化滤波结构使用在nb-iot射频功率放大器中，更加合适。

需要说明的是，以上参照附图所描述的各个实施例仅用以说明本发明而非限制本发明的范围，本领域的普通技术人员应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下对本发明进行的修改或者等同替换，均应涵盖在本发明的范围之内。此外，除上下文另有所指外，以单数形式出现的词包括复数形式，反之亦然。另外，除非特别说明，那么任何实施例的全部或一部分可结合任何其它实施例的全部或一部分来使用。