专利名称：减小同波道干扰的方法和非线性滤波器的制作方法
这个发明涉及到减小通信系统中的同波道干扰。该发明特别适用于调频蜂窝通信或无线通信系统，如AMPS(先进的移动电话系统)，AMPS-WD(宽带数据AMPS)，CDPD(蜂窝数字链数据)系统和TDMA(时分多路存取)系统，包括GSM(移动通信的全球系统)，但不限于此。
同波道干扰(CCI)由通信系统中所要求的信号频带内的一个或多个干扰信号组成。它是限制移动通信系统频率复用容量的关键因素。不能用一般的滤波技术减小CCI，因为它在所要求的信号带宽内下降，减小CCI的一种技术是对所接收的复信号限幅，这个复信号是由所要求的调频信号和单个较弱的(即较低的平均功率)CCI组成的混合体。调频信号具有固定的包络，而被接收的信号由于CCI的存在没有固定的包络，复信号限幅器将输入的混合体转换为一恒定包络的信号，至少将CCI能量的一半变换到所需信号的带宽之外，因而它能由低通滤波器滤掉。
这种技术能够由复信号限幅器输出的非线性滤波所补偿，因而平均的CCI增益由于复信号限幅器和非线性滤波器(CLNF)的存在可达到6分贝。
这个发明的目的是提供一种减小调频接收信号的同波道干扰的改进方法和实现该方法所用的非线性滤波器，它能进一步地增加CCIC的增益。
一方面，这个发明提供一种减小调频接收信号的同波道干扰的方法，此信号有确定的信号带宽，可用取样为X(K)的复信号表示，其中K是一整数。其组成步骤是为了产生一个基本上等于X(K)/｜X(K)｜的限幅采样，对每一采样的振幅进行限幅；为了加强消除同波道干扰，对限幅采样作非线性滤波，该非线性滤波的步骤包括产生所述限幅取样的不同导数，至少包括限幅采样的一个二阶或高阶导数；用这些导数的组合来抵消同波道干扰；按照预定的信号带宽对这些导数，限幅采样和它们的组合之中的至少一个进行低通滤波。
为了清楚起见，我们看一下这里所用的导数项，它与一个信号是从另一个信号导出的这个一般意义是一致的，而与数学上所规定的函数的变化率的意义是不一致的。
为了产生滤波取样，最好按预定的信号带宽对限幅采样作低通滤波，再由滤波取样产生这些导数。产生这些导数的步骤最好包括产生平方滤波采样和对平方滤波采样作低通滤波；产生和组合这些导数的步骤包括形成低通滤波，平方滤波取样与该滤波采样的复共轭的乘积。
在该方法的最佳实施例中，产生和组合这些导数的步骤还包括产生滤波取样的复共轭与滤波取样的乘积，再从乘积中除去直流分量，产生合成的信号。还包括步骤产生由滤波取样、常数3与上述合成信号的乘积。再把该滤波采样同低通滤波，平方滤波采样与该滤波采样的复共轭的所述积相加，其和与这个乘积之间形成一差值，再对此差值按预定的信号带宽作低通滤波。
为了方便地简化低通滤波，对平方滤波采样作低通滤流的步骤包括二倍升频采样、低通滤波和除二降频采样。
为了减小调频信号的同波道干扰，本发明还提供了一种非线性滤波器。所述调频信号具有预定的信号带宽，并由限幅的复信号采样来表示。该非线性滤波器组成包括包含复信号处理单元的第一信号通道，将此单元用作复信号采样与它们的复共轭相乘，并对这个乘积作高通滤波产生合成的信号采样，从这个合成采样中除去直流分量；包含复信号处理单元的第二信号通道；将此单元用来产生该复信号采样的至少一个二阶或高阶幂的微分信号采样；复信号组合单元，此单元用来组合第一信号通道的合成信号采样，第二信号通道的微分信号采样和复信号采样，以产生组合的信号采样，这样形成的组合信号采样比原来的复信号采样具有较小的同波道干扰。
该非线性滤波器应包括两个低通滤波器，它们的通频带都与预定的信号带宽相对应，复信号采样由第一个低通滤波器传送，而组合的信号采样由第二个低通滤波器滤波，产生非线性滤波器的输出信号采样。
第二信号通道的复信号处理单元最好包括一个乘法器，将这个乘法器用来作复信号采样的自乘；还包括一个低通滤波器，用来对平方采样作滤波；而另一个乘法器用来对滤波后的平方信号与复信号采样的复共轭相乘，去产生微分信号采样。通常，第二信号通道的复信号处理单元还应包括低通滤波器之前的二倍频采样器和低通滤波器之后的除二降频采样器。
复信号处理和组合单元最好以数字信号处理器的功能提供。
本发明进一步提供了为减小调频接收信号的同波道干扰的设备。该调频信号具有预定的信号带宽，可由复信号采样X(K)来表示，此处K是一整数。设备包括一个复信号限幅器，用来对每个采样限幅，以产生基本上等于X(K)/｜X(K)｜的限幅采样；和一个如上详述的非线性滤波器，限幅采样作为复信号采样被送到这个非线性滤波器。
参考附图，从下面的描述中将进一步的理解此项发明
图1表示无线数字通信接收机部件的方框图，包括复信号限幅器和根据本发明的非线性滤波器(CLNF)；图2简要地表示CLNF的形式，在对于上述的共同未决申请“Co-channel Interference Reduction”中描述了该CLNF；图3展示了瞬时频率图，用于解释图2的CLNF的操作；图4简要地表示了根据本发明的CLNF的形式；图5简要地表明图4的CLNF的修改形式；图6展示了瞬时频率图，用于解释图4和图5中CLNF的操作；图7展示了将同波道干扰消除(CCIC)增益特性作为信号对干扰比的函数(C/I)的曲线。
参考图1，表明无线通信接收机部件的方框图，图中FM通信信号被RF(射频)接收机电路接收，降频变换器10产生一信号，这个采样被采样器A-D变换器(模拟-数字变换器)11变换为数字形式。为了减小同波道干扰(CCI)信号，(这些信号是在所要求的信号带宽之中)，将数字采样送到复信号限幅器和非线性滤波器(CLNF)12中。通过任选的CCI的再压缩单元(没有示出)，CLNF12的输出被送到FM解调器(没有示出)。在那里，接收机系统是蜂窝无线电通信系统的一部分，例如，CCI可能是系统中其它单元频率复用的结果，和/或者它可能来源于通信系统的外部源。CLNF12是由DSP(数字信号处理器)集成电路来实现，也要求实现接收机系统中的其它处理功能。
为简便起见，在下面的说明中，假定所要求的信号占用AMPS语音声道，但应理解为此发明能应用于其它系统，在这些系统中，FM信号(包括频移键控信号)受到同波道干扰。正如众所周知的，AMPS语音声道具有30KHz的带宽并传送恒定(振幅)包络的FM信号，该信号包括具有调频范围从300到3400Hz的语音信号和具有调制频率大约6KHz的监测音频单音(SAT)信号，也可能包括具有调制频率为10KHz的信令音(ST)。这些调制信号和宽带数据的频率变化范围或峰值偏差也能够由语音声道传送，典型值是8KHz或者更小，采样率大约是48KHz。
下面，所要求的AMPS信号用具有同相和90°相移分量的复信号Asejψs(K)来表示，在这里As是振幅，ψs(K)是复信号的每一个取样K的相位。该相位的第一阶差分被称为瞬时频率ψ.s(K),]]>，而第二阶差分ψ..s(K)]]>称为瞬时频率的变化速度。因而，ψ.S(k)=ψS(k)-ψS(k-1)]]>而，ψ..S(k)=ψ.S(k)-ψ.S(k-1).]]>如下所述，CLNF12用于改进取样信号的信号/干扰比(C/I)，通过称为CLNF的CCI消除(CCIC)增益的一因子。
参照图2,CLNF12的一种形式组成如下复信号限幅器20，低通滤波器(LPFs)21和27，复共轭功能22，复信号乘法器23和25，高通滤波器(HPF)24和复信号加法器26。LPFs21和27中的每一个对送给它的复信号的实部和虚部进行低通滤波，它具有15KHz带宽与所要求的信号带宽(30KHz，它的中心是在0KHz)相对应。CLNF的功能可以DSP方便地实现；因而，作为一个例子，LPFs21和27两者都可由DSP的单个LPF功能来完成。为了减小处理的延时，每个LPF最好具有短的脉冲响应时间，例如它可以是Butterworth或Gaussian滤波器。
将输入信号X(K)送到复信号限幅器20，假定输入信号是如上所说的要求信号与较弱的CCI信号的混合体，它具有振幅Ai和相位ψi(K)。因此，x(k)=Asejψs(k)+Aiejψi(k)]]>复信号限幅器20根据非线性功能产生复输出信号Xlim(K)xlim(k)=x(k)|x(k)|=x(k)(x(k)x*(k))0.5]]>此处，X*(K)是X(K)的复共轭。令β=Ai/As(即输入信号对干扰的比是1/β)，并假定C/I比是高的，即β＜＜1，然后用Taylor展开并忽略高次项，得出xlim(k)=ejψs(k)+β2ejψi(k)-β2ej(2ψs(k)-ψi(k))---(1)]]>从这里能看出，输出信号Xlim(K)的信号/干扰比是1/(2(β/2)2)，因此，复信号限幅器20的CCIC增益是3dB。从Taylor展开的第二级能够实现确定复信号限幅器CCIC增益的上限是2(1-1.31β2)，当β接近0时，它接近3dB。
复信号限幅器20的CCIC增益由构成非线性滤波器的CLNF12的余项而增强。更具体地说，CLNF12的单元21和27用于减小复信号限幅器20输出中的主要部分或者CCI的一次项，即上面Xlim(K)的最后等式中的第二项和第三项。
复信号限幅器20的输出由LPF21滤波，LPF21的输出被送到复信号乘法器23和25的一个输入端以及复信号加法器26的一个输入端，通过复共轭功能22送到复信号乘法器23的第2个输入端。复信号乘法器23的输出被送到HPF24,HPF24用于消去直流分量，例如，它可以是具有特征形式(1-Z-1)/(1-0.95Z-1)的IIR(无限大的脉冲响应)滤波器，再送到复信号乘法器25的第二个输入端，25的输出被送到复信号加法器26的减输入端。复信号加法器26的输出由LPF27低通滤波。
用下面两种情况来说明单元21至27的操作。为方便起见，XN(K)用来表示从标记为N的单元的输出信号。比如X21(K)认为是LPF2l的输出。
情况1-瞬时频率差2ψ.s(K)-ψ.i(K)]]>是在LPF的带宽中。
在这种情况下，输出X27(K)与输入Xlim(K)是同样的。实际上可以看到LPF21不起作用，所以，X21(K)=Xlim(K)，结果是X23(K)=X21(K)X22(K)=X21(K)X21*(K)=1。这是一个直流分量，它被HPF24消去，所以X24(K)=0，因此X25(K)=0。因此，X26(K)=X21(K)=Xlim(K)，它是在LPF27的带宽之中，所以X27(K)=Xlim(K)。因此，在这种情况下，CLNF12的单元21至27对3dB的CCIC增益没有改善。
情况2-瞬时频率差2ψs.(K)-ψ.i(K)]]>是在LPF的带宽之外。
在这种情况下，上面关于Xlim(K)的等式中的一次项被消去。LPF21滤掉上面关于Xlim(K)等式(1)中的第三项。所以，单元21和23至27的输出信号，忽略二次项(β2)，可由下面的公式给出x21(k)=ejψS(k)+β2ejψi(k)]]>x23(k)=1+β2ej(ψi(k)-ψs(k))+β2ej(ψs(k)-ψi(k))]]>x24(k)=β2ej(ψi(k)-ψs(k))+β2ej(ψs(k)-ψi(k))]]>x25(k)=β2ejψi(k)+β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>x26(k)=ejψs(k)-β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>x27(k)=ejψs(k)]]>因此，在这种情况下，CCIC的增益由于CLNF12的存在变得非常大(理想情况是无穷大)。
假定上面两种情况具有相等的概率，由于CLNF12的作用，经过复信号限幅器20,CCIC平均改善一倍，当β接近0时，整个CCIC增益接近6dB。
已经实现的本发明，其非线性滤波器CLNF12的操作可用在图3中所示的图形表示，其中的轴分别代表所要求信号和干扰的瞬时频率ψ.s(K)]]>和ψ.i(K)]]>。从下面的描述可以知道，这些瞬时频率的每个可在信号带宽(如上所述对于AMPS信号为±15KHz)之内改变，所以，在图3中的瞬时频率能够在以瞬时频率轴的原点为中心的方形区域30内变化。若±B代表中心在0KHz的信号带宽，那么，方形区域30的边以±B截取轴，如图3所示。为了清楚起见，在图3中，30的方形区域内没有示出该轴。假定瞬时频率ψ.s(K)]]>和ψ.i(K)]]>在信号带宽内是均匀地分布和统计独立的，那么，在方形区域30之内的所有点有相等的概率分布。
在30的区域中，上面的情况1相应于标作G1的白色区域，上面情况2相应于区域G2用水平线作标记。G1和G2也用来代表两种情况下的CCIC增益，因而，也代表各个区域内所有点的增益。可以看出，与上述用于区别情况1和2的标准相一致，G1和G2之间的边界线应满足等式ψs.(K)-ψ.i(K)=±B]]>。假定如上所述的等概率分布，白色区域G1代表上述情况1的概率P1,CCIC增益为G1，而区域G2代表上述情况2的概率P2,CCIC的增益增加到G2。总的CCIC增益由下式给出G=(Σi=1nPiGi)-1]]>式中n是区域数；对于图2,n=2。
本发明从这个新的理解开始，通过认识到，如果在图中白色区域G1能减小，而在白色区域之外图形的其它区域内CCIC增益仍然维持足够大(理想的是无穷大)，则可以实现CCIC增益的进一步改善，从而延伸了这一理解。更具体地说，本发明认为，在非线性滤波器中限幅的复信号的更广泛的处理能导致图3中的图形被分为更多的区域数，在这些区域内，白色区域G1被减小，而其它区域有足够高的CCIC增益/概率(即区域)比，而由方程2给出的总的CCIC增益G增加。
虽然，随着处理过程的逐步增加，总的CCIC增益的改善将会返小，但是为了使总的CCIC增益有必要的改善，必须确定所需要处理的性质，本发明至少提供了如下所述的CLNF12的一些形式，在这些CLNF12中，只需增加非常少的处理过程，就能使总的CCIC增益得到重大改善。可以预计，能够设计出其它形式的CLNF，它包含复信号取样的高价幂和更广泛的处理过程，它们将进一步的改善CCIC增益。
参考图4，它是CLNF12的一种改进形式，包括单元和功能40至47，分别与上述图2的单元和功能20至27是相同的，而且以同样的方式排列，除了复信号乘法器45附加常数3相乘和复信号加法器46有一个附加的求和输入。
另外，图4的CLNF12还包括复信号乘法器48，对LPF41输出进行自乘，LPF49对复信号乘法器48的输出作低通滤波，复信号乘法器50将LPF49的输出与功能42的复共轭输出相乘，将这个复信号乘法器的输出供给复信号加法器46的附加的求和输入。
如LPFs41和47一样，LPF49也具有短的脉冲响应和与信号带宽相对应的带宽。然而，这个带宽是LPFs41和47的二倍，因为信号带宽由前面的复信号乘法器48的信号自乘而加倍，尽管在DSP中，CLNF12的功能由单一的LPF功能实现，而如图5所示的CLNF的修改形式可以容易地避免这个困难。
展示在图5的CLNF12的修改形式是与图4同样的，除了图4的LPF49用相邻的功能51到53来代替及从LPF41单元和功能42,43,45，和46的复信号通道上设置了补偿的复信号延时单元54之外。功能51是一个两倍升频取样器或内插功能，而功能52是一个与LPFs41和47同样的LPF，功能53是一个除二降频取样器或抽取器。这些功能的组合相当于图4中两倍带宽LPF49，但是在DSP中它更容易实现，因为同样的LPF功能对于LPFs41和47已经存在，而对于LPF52可以重复使用。功能51至53也引入一延时，比如延时2个采样周期，它可由与CLNF12的输出并行通道中的延时功能54来补偿。
为了简单和清楚起见，在下面CLNF的操作说明中，仅参考图4的CLNF12，但应理解同样的评论可同等用于图5的修改CLNF12。
图6示出了说明图4的CLNF12操作的图形，图3以说明图2中CLNF12的操作的同样的方式。对于图4中的CLNF12，下面考虑六种情况在图6中用区域为60中的区域G1到G6表示，CCIC增益也用同样的符号来表示。为了清楚地区分图6中的这些区域，区域G1是白的，区域G2是方格式的，区域G3到G6分别用宽间隔的水平线，窄间隔水平线，宽间隔垂直线和窄间隔垂直线表示。按照区分下面讨论的六种情况的准则，区域G1到G6的边界线满足方程。2ψ.s(k)-ψ.i(k)=±B,3ψ.s(k)-ψ.i(k)=±B,andψ.s(k)+ψ.i(k)=±B.]]>在下面六种情况的考虑中，方程中的二次项(β2)被忽略，使用上面所说的同样的标号，例如X48(K)指的是复信号乘法器48的输出。情况1至4-瞬时频率差2ψ.s(K)-ψ.i(K)]]>是在信号带宽之内。
在这些情况中，x41(k)=xlim(k)=ejψs(k)+β2ejψi(k)-β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>复共轭功能42的输出是x42(k)=e-jψs(k)+β2e-jψi(k)-β2e-j(2ψs(k)-ψi(k))]]>因此，类似于上面关于图2的说明，X43(K)=1，而，X44(K)=X45(K)=0，复信号乘法器48的输出是x48(k)=(x41(k))2=ej2ψs(k)+βej(ψs(k)+ψi(k))-βej(3ψs(k)-ψi(k))]]>在这里可以看到，上面有关X48(K)的方程的第二和第三项的指数项相应于上面边界线方程，它用于将图6中60的区域细分为更多的区域。情况1．-3ψ.s(K)-ψ.i(K)]]>和ψs.(K)+ψ.i(K)]]>是在信号带宽之内。
在这种情况下(图6区域G1)，LPF49不起作用，因此，X49(K)=X48(K)而x50(k)=x49(k)x42(k)=ejψs(k)+β2ejψi(k)-β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>x47(k)=x46(k)=x41(k)-x45(k)+x50(k)=2ejψs(k)+βejψi(k)-βej(2ψs(k)-ψi(k))]]>从这里可以看出，CCIC增益没有改善，即CCIC增益G=3dB。情况2．-3ψ.s(K)-ψ.i(K)]]>是在信号宽这内，而ψ.s(K)+ψ.i(K)]]>是在信号带宽之外。
在这种情况(图6区域G2)下，LPF49滤去X48(K)的带宽外的成分，因此x49(k)=ej2ψs(k)-βej(3ψs(k)-ψi(k))]]>x50(k)=x42(k)x49(k)=ejψs(k)-β2ejψi(k)-β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>x47(k)=x46(k)=x41(k)-x45(k)+x50(k)=2ejψs(k)-βej(2ψs(k)-ψi(k))]]>从这里可以看出，CCIC增益G2=6dB情况3-3ψs.(K)-ψ.i(K)]]>是在信号带宽之外，而ψ.s(K)+ψ.i(K)]]>是在信号带宽之内。
在这种情况(图6区域G3)下，LPF49滤掉X49(K)的带宽之外的成分，因此x49(k)=ej2ψs(k)+βej(ψs(k)+ψi(k))]]>x50(k)=x42(k)x49(k)=ejψs(k)+β2ejψi(k)+β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>x47(k)=x46(k)=x41(k)-x45(k)+x50(k)=2ejψs(k)+βejψi(k)]]>从这里可以看到，CCIC增益G3=6dB。情况4-3ψ.s(K)-ψ.i(K)]]>和ψs.(K)+ψ.i(K)]]>者在信号带宽之外。
在这种情况(图6区域G4)下，LPF49滤去X49(K)的两侧带宽之外的成分，因此x49(k)=ej2ψs(k)]]>x50(k)=x42(k)x49(k)=ejψs(k)-β2ejψi(k)+β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>x47(k)=x46(k)=x41(k)-x45(k)+x50(k)=2ejψs(k)]]>从这里可以看到，CCIC增益G4是非常大(理想地是无穷大)。情况5和6-瞬时频率差2ψ.s(K)-ψ.i(K)]]>是在信号带宽之外。在这种情况下，类似于上面关于图2的说明。x41(k)=ejψs(k)+β2ejψi(k)]]>x42(k)=e-jψs(k)+β2e-jψi(k)]]>x43(k)=1+β2ej(ψi(k)-ψs(k))+β2ej(ψs(k)-ψi(k))]]>x44(k)=β2ej(ψi(k)-ψs(k))+β2ej(ψs(k)-ψi(k))]]>在复信号乘法器45中，用附加的常数3相乘。x45(k)=3x41(k)x44(k)=3β2ejψi(k)+3β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>复信号乘法器48的输出是x48(k)=(x41(k))2=ej2ψs(k)+βej(ψs(k)+ψi(k))]]>情况5-ψ.s(K)+ψ.i(K)]]>是在信号带宽之内。在这种情况(图6区域G5)下，LPF49不起作用，因此X49(K)=X48(K)，而x50(j)=x42(k)x49(k)=ejψs(k)+βejψi(k)+β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>x46(k)=x41(k)-x45(k)+x50(k)=2ejψs(k)-βej(2ψs(k)-ψi(k))]]>它的最后分量被LPF47消去，因此x47(k)=2ejψs(k)]]>从这里可以看到，CCIC增益G5是非常大(理想地无穷大)。情况6-ψ.s(K)+ψ.i(K)]]>是在信号带宽之外。在这种情况(图6区域G6)下，LPF49滤去X48(K)的带宽之外的成分，因此x49(k)=ej2ψs(k)]]>x50(k)=x42(k)x49(k)=ejψs(k)+β2ej(2ψs(k)-ψi(k))]]>x46(k)=x41(k)-x45(k)+x50(k)=2ejψs(k)-βejψi(k)-βej(2ψs(k)-ψi(k))]]>它的最后分量被LPF47消去，因此，x47(k)=2ejψs(k)-βejψi(k)]]>从这里可以看到，CCIC增益G6=6dB。
这些CCIC增益形成Gi和相关的概率Ri，相当于图6中各自的区域，对于六种情况或六个i值，摘要如下面的表
将方程(2)应用到这些值，当β接近0时，给出整个CCIC增益接近8dB。
图7示出了总的CCIC增益相对于输入信号/干扰比的曲线，曲线72代表图2中CLNF的CCIC增益特性，曲线74代表图4或图5中CLNF的CCIC增益特性。从这条曲线可以看出，图4或图5中的CLNF在图2的CLNF的全部范围内大大增强了总的CCIC增益，而且当输入信号/干扰比较低(即如图小于6dB)时，也保持了它的CCIC增益，而这里特别需要增强CCIC增益。因此，对于图2CLNF的整个范围内，图4或图5的CLNF提供了重大的改进。
再参考图5和上面的表，可以看出这个改善是因为在区域G4和G5内保持着非常大的CCIC增益，它们占整个区域60的一半，白色区域G13dB CCIC增益没有改善，白色区域G1被减半仅仅是区域60的四分之一。在其它区域G2,G3和G6中CCIC增益加倍到6dB，它们总的是区域60的四分之一。区域G1的缩小是由区域G1,G3,G5，和区域G2,G4,G6之间的分界线以及区域G3,G4和区域G1,G2之间的分界线来实现。正如上面所指出的，这些边界线对应于在X48(K)等式中的指数，因此，它是用复信号乘法器48对限幅和低通滤波复信号作自乘的这些信号处理的结果而产生的。
可以理解，在保持其它区域CCIC增益增加的同时，为了进一步减小区域G1，同样的原理至少可以应用到限幅和低通滤波复信号的高次幂的处理，从而可以导致总的CCIC增益的进一步增强(用更大范围的信号处理)。例如，可以看出，限幅和低通滤波后的复信号X41(K)的三次幂将导致信号具有包括4ψ.s(K)-ψi(K).]]>项的指数的分量，它对应于图6中图形的边界线，此边界线具有方程4ψs.(K)-ψ.i(K)=±B]]>，它能够进一步减小区域G1。用这个发明的原理处理这样的信号和其它的信号，可以为进一步增强CCIC增益提供潜力。这些原理可以认为由下面的步骤组成1．确定从复信号限幅器40的输出X40(K)而得到的信号组合，它具有与图3或图6形式的瞬时频率图的边界线相应的指数分量，它可以减小区域G1。例如，这个确定可以包括低通滤波之前的复信号X40(K)的幂，和/或低通滤波之后的复信号X41(K)的幂和这些信号的复共轭的幂，它们可以是单独或各种组合形式存在，也可以考虑到复信号X40(K)的等式的Taylor展开中的二次或高次项。
2．确定信号处理的功能和组合，对于瞬时频率图中的每一个必然区域，导致CCIC增益的增强。再者，像上述本发明的实施例一样，这个确定也可考虑到二次或高次以及一次项。在这个确定中，首先它可方便地识别瞬时频率图中的最大的区域并选择信号处理的功能和组合，这将基本上完全地消除在这些区域中的干扰分量(如上面的区域G5)。
3．根据等式(2)确定最终总的CCIC增益特性并选择最佳结果。
可以回顾一下，已经应用在上述发明的实施例中的这些原理。第一步，选择在复信号乘法器48中对限幅和低通滤波后的复信号X41(K)的自乘(二次幂)，正如上面所解释的，区域G1减半是由图6所示的边界线引起的。第二步和第三步，确定信号处理功能和组合，包括LPF49，复信号乘法器50，送到复信号乘法器45的常数3，复信号加法器46中的加法，并选择最佳结果，使得在最大区域G5和G4中的干扰分量基本上完全消除，而在其它区域G2,G3和G6中CCIC增益得到增强。
根据这些原理，可以看出，各种形式的CLNF12可以得到不同程度的改进性能，反过来要求增加不同程度的信号处理。可提供这些和其它等同的设备来代替上面详细描述的CLNF12的特殊形式。例如，可以知道，用信号X41(K)的复共轭自乘，对结果作低通滤波，再与常规的(非复共轭)信号X41(K)相乘，也可以提供与图4的CLNF直接等同的设备，而不是上述的其它方法。
权利要求
1．一种减小调频接收信号的同波道干扰的方法，所述接收信号具有预定的信号带宽，可用一具有取样值X(K)的复信号表示，此处K是一整数，该方法包括步骤如下限制每个采样的振幅以产生基本上等于X(K)/｜X(K)｜的限幅采样；和对限幅采样进行非线性滤波，以增进同波道干扰的抵消，该非线性滤波的步骤包括产生所述限幅采样的不同的导数，这些导数至少包括限幅采样的一个二阶或高阶幂的导数；组合这些导数，以组合增进同波道干扰的抵消；和依照预先确定的信号带宽对这些导数，限幅采样和该组合中的至少一个进行低通滤波。
2．根据权利要求1所述的方法，其中，按照预先确定的信号带宽对限幅采样做低通滤波，以产生滤波采样，并从这些滤波采样中产生不同的导数。
3．根据权利要求2所述的方法，其中，产生不同导数的步骤包括产生平方滤波采样的步骤。
4．根据权利要求3所述的方法，其中，产生不同导数的步骤还包括对平方滤波取样作低通滤波的步骤。
5．根据权利要求4所述的方法，其中，产生和组合不同导数的步骤包括形成低通滤波，平方滤波采样与所述滤波采样的复共轭乘积的步骤。
6．根据权利要求5所述的方法，其中，产生和组合不同导数的步骤还包括产生滤波采样与该滤波采样的复共轭的乘积，从这个乘积中消去d.c分量以产生合成信号的步骤。
7．根据权利要求6所述的方法，其中，产生和组合不同导数的步骤还包括产生滤波采样，常数3和所述合成信号的乘积将所述滤波采样，同所述低通滤波，平方滤波采样与该滤波采样的复共轭之积求和，并形成这个积与该和的差值，且按照预先确定的信号带宽对该差值进行低通滤波的步骤。
8．根据权利要求4-7所述的方法，其中，对平方滤波采样进行低通滤波的步骤包括二倍升频采样，低通滤波和除二降频采样的一系列步骤。
9．根据权利要求1所述的方法，其中，产生不同导数的步骤包括产生平方滤波采样的步骤。
10．一种用于减小调频信号的同波道干扰的非线性滤波器，该调频信号具有预定的信号带宽并由限幅复信号采样来表示，该非线性滤波器包括包括复信号处理单元的第一信号通道，将复信号采样与它们的复共轭相乘，并对乘积进行高通滤波以产生合成的信号采样，从该采样中消去直流分量。包括复信号处理单元的第二信号通道，产生复信号采样的至少一个二阶或高阶幂的微分信号采样；和复信号组合单元，用于组合第一信号通道的合成信号采样，第二信号通道的微分信号采样和复信号采样，以产生组合的信号采样，它与所述复信号采样相比具有较小的同波道干扰。
11．根据权利要求10所述的非线性滤波器，包括一低通滤波器，它具有与预定的信号带宽相对应的通频带，经过它提供复信号采样。
12．根据权利要求11或12所述的非线性滤波器，包括一低通滤波器，它具有与预定的信号带宽相对应的通频带，对组合的信号采样进行滤波，以产生非线性滤波器的输出信号采样。
13．根据权利要求10,11或12中所述的非线性滤波器，其中，第二信号通道的复信号处理单元包括一个乘法器，对复信号采样作自乘；一个低通滤波器，对平方采样作滤波；和一个乘法器，将滤波后的平方信号与该复信号采样的复共轭相乘，以产生微分的信号采样。
14．根据权利要求13中所述的非线性滤波器，其中，第二信号通道的复信号处理单元还包括低通滤波器之前的两倍升频采样器和低通滤波之后的除2降频采样器。
15．根据权利要求10至14中的任何一个所述的非线性滤波器，其中，复信号处理和组合单元由数字信号处理器的功能提供。
16．一种用于减小调频接收信号的同波道干扰的装置，该接收信号具有预定的信号带宽，可用一复信号采样X(K)表示，此处，K是一整数，所述装置包括一个复信号限幅器，对每一采样进行限幅，以产生基本上等于X(K)/｜X(K)｜的限幅采样；和一个如权利要求10至16中的任一个所述的非线性滤波器，将限幅后的采样送至此滤波器作为所说的复信号采样。
全文摘要
由对每个采样的限幅和对限幅采样作非线性滤波来减小调频信号的同波道干扰,此调频信号由复信号采样来表示。非线性滤波器对限幅采样作低通滤波,将滤波采样与它们的复共轭相乘,对乘积作高通滤波,以产生合成的信号采样。此外,还对滤波采样作自乘,对平方采样作低通滤波,用滤波采样的复共轭与滤波后的平方信号相乘,将所说的合成信号采样与滤波采样进行组合,并对组合信号作低通滤波,以产生具有减小的同波道干扰的采样。该限幅器和非线性滤波器可由数字信号处理器构成。
文档编号H03H17/02GK1207836SQ96199699
公开日1999年2月10日 申请日期1996年10月9日 优先权日1995年11月30日
发明者童文, 汪瑞 申请人:北方电讯有限公司