专利名称：开关放大器闭合回路双比较器调制技术的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关D类音频放大器，特别是涉及全电桥双比较器音频D类放大器。
许多D类放大器具有带电感器的输出滤波器。电感器是昂贵的而通过去掉输出滤波器和昂贵的电感器可以降低D类放大器的造价。尽管大家知道的单比较器脉冲宽度调制器(PWM)结构要求输出滤波，尽管双比较器脉冲宽度调制器(PWM)结构要求输出滤波而双比较器结构不要求输出滤波。输出滤波器的去除是双比较器优于单比较器的较大的改进。双比较器降低无功功率损耗和省去电感器/电容器输出滤波网络。遗憾的是，双比较器有复杂的闭合回路。结果，对于高质量的音频应用，双比较器不足以精确地跟踪电桥电路的输出，在那里百分之一或二的偏差是不容许的。
图1A表示大家知道的单比较器PWM放大器。把音频输入送到积分放大器11。把积分器11的输出送入单比较器12。比较器12的另一输入是调制锯齿波。比较器12的输出是脉冲宽度调制信号，代表想要的输出。在全电桥系统中，PWM输出用于驱动在H电桥20一侧上的一对MOS场效应晶体管。通过使比较器12的PWM输出反相，形成互补PWM信号。互补PWM信号用于驱动在全电桥24另一侧上的另外一对MOS场效应晶体管。通过使差分电桥输出转换到参照与输入积分器11同样的接地的单端信号的反相差分放大器19，把系统中的反馈直接加于电桥二端上的输出端20、22。放大器19的输出是对积分器11的第二个输入。积分器11积分出音频输入和反相输入的总和，迫使这二个信号之间的差为零，并迫使电桥的输出精确地跟随音频输入。
图2A表示与单比较器PWM结构有关的波形。从来自图1A中的比较器12的单端PWM信号输出得出对H电桥的所有四个门驱动信号。这种结构只有确定跨接在终端20和22的负载的二个输出状态，分别为+VBUS和-VBUS。在没有音频输入时话筒上的输出必须是零。为了在话筒上达到零输出，H电桥必须产生在+BUS和-BUS之间开关的占空度为50％的方波。输出滤波器70中和方波以在话筒上产生零输出。如果从这种电路中去除输出滤波器70，则话筒自身必须进行电桥输出的中和。由于话筒的电阻性质，所以在开关频率上的RMS功率就会在话筒内耗散。这是不能接受的而图2A中的双比较器结构能克服这种缺陷。
图1B表示现有技术的双比较器PWM放大器，象这样的双比较器PWM放大器不需要滤波器。在那里把音频输入输送到第一比较器12。音频输入还被输送到反相放大器14并从那里输送到第二比较器16。每个比较器还接收一个调制锯齿波信号。各个比较器12、16输出驱动在全电桥50中功率MOS场效应晶体管的一串脉冲VA、VB。与PWM比较器12、16的输出连接的反相器36、38产生互补脉冲。这样，门驱动电路18接收输入脉冲AHI、ALI、BHI和BLI。门驱动电路18可以包括产生输出门驱动信号AHO、BHO、ALO和BLO的DMOS(双扩散金属氧化物半导体)或半竖式DMOS功率晶体管。把这些输出信号施加于全H电桥24中的功率MOS场效应晶体管52、54、56和58的栅极。使电桥输出终端20、22连接在话筒二端上。输出终端20、22经由放大器30、32还与电桥驱动电路18的相应的输入A和B耦合并向信号AHI、ALI、BHI和BLI提供反馈信号。
图2B中的开关程序表示由图1B所示的电路实施的双比较器开关技术。为了确定H电桥的所有四个门电压，图2B需要相当于二个PWM比较器输出12、16的二个脉冲串VA、VB。在话筒二端的H电桥输出电压有三种输出状态+BUS、-VBUS和OV。OV输出状态的增加排除了对电桥输出滤波器的要求。这在轻负载时是特别理想的，在这场合下当小的+VBUS和-VBUS脉冲被中和而产生低幅度正负号波输出的波峰时，在大部分音频周期内电桥24的输出为零。实际上，话筒自身充当滤波器，把脉冲转回到模拟自动信号。
双比较器的结构特点是有二个控制信号，一边(AHO)的一个控制信号和另一边(BHO)的一个控制信号。当然，为了控制电桥中另外的晶体管，各个控制信号具有互补信号(分别是ALO、BLO)。然而，由于有二个控制电桥相对二侧的反馈信号，所以那些精通技术的人为了分别控制分开的驱动信号就使用二个反馈通路。如图2A所示，使电桥的输出通过相应的反相器30、32送回到门驱动电路18的相应的输入端，以致输出20就会校正电桥的A侧而输出22就会校正电桥的B侧。
图1B中的结构不能使H电桥的输出与音频输入精确地匹配。这是由于有二条反馈通路，每个控制信号有一条反馈通路所造成。闭合反馈通路以使电桥24的每一侧被迫跟踪来自二个脉冲宽度调制器中的一个脉冲宽度调制器的输出中的方波。一条反馈通路是从输出端20经由反相器30到门驱动电路18的AHI和ALI输入端而另一条反馈通路是从输出端22经由反相器32到门驱动电路18的BHI和BLI输入端。闭合通路以使电桥24的相对二侧被迫跟踪来自脉冲宽度调制器12、16的方波输入VA和VB中的一个方波输入。这种技术的缺点是不跟踪H电桥24的差分输出电压和仅提供有限的反馈范围。尽管门驱动电路18的输出电压数量级约为5伏而电桥输出电压数量级为60-80伏。来自H电桥的反馈必须从60-80伏降低到5伏左右而象这样的降低有害地影响反馈精确度。双反馈通路方案导致不良的电源障碍和增大谐波失真。
本发明的目的是提供一种达到降低图1B中的双比较器电路的输出滤波要求而且获得象单比较器PWM放大器一样地跟踪的精确的输入和输出的电路。
本发明包括由第一和第二比较器组成的开关音频放大器，每个比较器接收调制的基准信号和接收第一与第二互补比较器控制信号中的一个互补比较器控制信号而且产生相应的第一和第二控制信号、用作控制全电桥和为了产生第一和第二对互补输出门驱动信号而与第一和第二控制信号耦合的门驱动电路、由在电桥一侧上和为了驱动第一对晶体管的栅极而与第一对互补输出门驱动信号耦合的第一对功率晶体管和在电桥另一侧上为了驱动第二对晶体管的栅极与第二对互补输出门驱动信号耦合的第二对功率晶体管组成的全输出电桥、具有与全电桥一侧耦合的一个输入和与全电桥另一侧耦合的另一个输入以及能够反映出在电桥输出二端上电压特征的输出反馈信号的差分放大器、用作接收和积分音频输入和输出反馈信号并产生第一和第二互补比较器控制信号的积分错误放大器电路。
简便地说，本发明提供一种采用反馈技术的双比较器脉冲宽度调制开关音频D类放大器。在本发明的情况中，差分放大器把H电桥的输出转换成单端反馈信号。反馈信号和音频信号相加并求积分，得出一个比较器的控制电压。通过使第一比较器的控制电压反相形成另一个比较器的控制电压。二个比较器的第二输入是锯齿波。使二个比较器的输出、PWM信号施加于门驱动电路而门驱动电路驱动构成H电桥的四个MOS场效应晶体管的栅极。在不需要任何滤波的情况下使负载或话筒直接与H电桥的输出端并联。反馈通路和输入积分器平滑修正并约略计算H电桥的输出脉冲，于是电路更精确地跟踪输入信号。
现在就通过实例、参阅附图描述本发明，在附图中图1表示现有技术的单比较器PWM放大器；图1B表示现有技术的双比较器PWM放大器；图2A表示图1的单PWM放大器的工作波形；图2B表示图1B的双PWM、双反馈回路放大器的工作波形；图3表示带有差分单端的和积分的反馈回路的闭合回路双比较器PWM放大器。
图3表示本发明的双比较器信号反馈回路PWM放大器。图3中与图1A和2A中相同的标号指的是同样的元件，使在终端20、22上的H电桥输出送入到产生单端输出信号的差分放大器40。每个输入通过由电容器60和电阻器62组成的低通滤波器到差分放大器40。为了减小失真，低通滤波器限制差分放大器输入的转换速率，使差分放大器输入的转换速率低于放大器40的转换速率。40的输出是在话筒二端上电压的反相表示而在正负号上也是与音频输入相反。电阻器RF1和RF2确定放大器40输出的电压数值与音频输入的电压数值的比例。
使来自40的反馈信号施加于求和节点41。音频输入也施加于求和节点41。在求和节点41上的电压相当于音频输入和放大器输出之差而一般被当作错误信号。把错误信号加于带有反馈电容器43的积分器42。积分放大器42的输出是用作H电桥24一侧、也就是用作AHO和ALO的控制信号CTL+。为了产生控制H电桥的另一侧，也就是BHO和BLO的第二控制信号CTL-，使信号CTL+与反相放大器14耦合。
使互补控制信号CTL+和CTL-分别输入PWM比较器12和16。调制锯齿波基准信号也被输入到二个比较器12、16。比较器12、16和反相器36、38产生包括第一对互补输入低电压门驱动信号AHI、ALI和第二对互补门驱动信号BHI、BLI的门驱动输入信号。门驱动电路18产生驱动H电桥的大电流晶体管(MOS场效应晶体管)的栅极需要的输出高电压驱动信号AHO、ALO、BHO、BLO。使输出门驱动信号施加于在全电桥24中MOS场效应晶体管的栅极和使话筒并联在终端20和22之间的电桥上。
在运行中，在H电桥的输出终端20、22上的驱动信号是与图2B所示的H电桥输出脉冲一样的方波脉冲并且用来驱动话筒26。输出端20、22还与滤波器60、差分放大器40的62连接。使滤波过的输出信号输入放大器40。放大器40的单端输出是相当于D类放大器的输出反馈信号。为了形成错误信号，使反馈信号与在节点41上的音频输入相加。积分器42接收错误信号并产生输出信号CTL+。与输出CTL+耦合的反相器14产生互补控制信号CTL-。积分器42执行二个功能。第一个功能，积分器42求在节点41上错误信号的积分。使用的积分器42用这样的方法调整门驱动控制信号CTL+和CTL-直到错误信号不得不为零而输出正好等于音频输入为止。第二个功能，积分器42提供重新构成滤波的功能。由于从40输出的反馈信号仍是脉动状的，所以积分器42会平滑修正PWM比较器12、16使用的控制信号CTL+和CTL-。使调制的基准锯齿波信号与二个比较器12、16耦合。然后反相器36、38产生互补门驱动信号AHI、ALI、BHI、BLI。
为了形成对比较器12、16更精确的反馈控制，双比较器PWM音频放大器带有与积分放大器耦合的差分一到一单端的反馈放大器。
权利要求
1.一种开关音频放大器包括第一和第二比较器，每个比较器接收调制基准信号和接收第一和第二互补比较器控制信号之一并且产生相应的第一和第二控制信号；门驱动电路控制全电桥并与产生第一和第二对互补输出门驱动信号的第一和第二控制信号耦合；全输出电桥，包括在电桥一侧上并与驱动第一对晶体管的栅极的第一对互补输出门驱动信号耦合的第一对功率晶体管和在电桥另一侧上并与驱动第二对晶体管的栅极的第二对互补输出门驱动信号耦合的第二对功率晶体管；差分放大器具有与全电桥一侧耦合的一个输入和与全电桥另一侧耦合的另一个输入以及代表在电桥输出二端上的电压特征的输出反馈信号；误差积分放大器电路用作接收并相加音频输入和输出反馈信号产生第一和第二互补比较器控制信号。
2.根据权利要求1中要求的音频放大器，其中误差放大器包括产生互补比较器控制信号的反相器。
3.根据权利要求1或2中要求的音频放大器，其中电桥包括四个功率MOS场效应晶体管(mosfet)器件。
4.根据权利要求3中的音频放大器，其中功率MOS场效应晶体管(mosfet)器件包括半竖式DMOS晶体管。
5.根据权利要求1到4的任一权利要求中要求的音频放大器，其中误差放大器是一种积分器。
6.根据权利要求1到5的任一权利要求中要求的音频放大器，其中输出电桥直接与负载连接，不带有中介滤波器。
7.双比较器闭环音频放大器包括用作接收相加积分音频输入信号和误差信号而产生互补输出控制信号的输入放大器；一对比较器，其中之一将调制基准电压与互补控制信号中之一做比较，另一个将调制基准电压与另一个互补控制信号做比较，每个比较器产生脉冲宽度与基准电压和互补控制电压之差成正比的脉冲宽度调制输出信号；响应互补控制电压产生一对与输入音频信号成正比例的驱动负载的输出的输出电桥；差分放大器与产生误差信号的桥的输出端相耦合，该误差信号与电桥两端的负载成正比。
全文摘要
为了向比较器12、16提供更精确的反馈控制,双比较PWM音频放大器带有与积分放大器42耦合的差分一到一单端的反馈放大器40。
文档编号H03F3/217GK1179032SQ97119668
公开日1998年4月15日 申请日期1997年9月26日 优先权日1997年9月26日
发明者约汉·K·佛格 申请人:哈里公司