专利名称：用于防止振荡器谐振电路中的寄生振荡模式的电路的制作方法
技术领域：
本发明基于用于防止振荡器谐振电路中的寄生振荡模式的电路。
振荡器电路可以再分成两类，多谐振荡器和谐波振荡器。
多谐振荡器依靠在两个内部转换阈值之间被充放电的电容而振荡。该电路在每次到达这两个转换阈值的其中之一时，从一个状态到另一个状态往复切换。电容的充放电操作决定了用于往复切换的时间常数。多谐振荡器很适合作为集成振荡器，因为它们不需要外部元件，尤其是没有电感和没有变容二极管。另外，它们在宽频范围内能够好而可靠地被设置。但是，它们确实有局限性。它们的射频能力被转换时间限制，并且由于转换阈值和充电电流受到导致相位抖动的随机变量的支配，它们的频谱纯度不好。阻容张驰振荡器和射极耦合振荡器属于多谐振荡器。环形振荡器也可以很好地集成并且甚至可以工作在兆赫(GHz)范围，但是和多谐振荡器一样有不良相位噪声。
谐波振荡器通常需要一个LC谐振电路或一个石英晶体作为频率决定元件并且相对地难集成。另一方面，它们的相位噪声是好的并且通过LC谐振电路的频率选择特性(高品质因数)给出。然而，在用于宽频带时，在某些情况下，为了扩大频率调节范围它需要保证能接受较差的品质因数并且相应衰减相位噪声。
相位噪声是接收机中一个重要的参数，在现代数字调制方法的接收中尤其要求严格的相位噪声，比如，举例来说，用于卫星和有线电视传输的QPSK或QAM以及用于GSM和DECT移动电话的GMSK和GFSK。
许多这些服务已确定在低兆赫(GHz)范围。0.95…2.15GHz用于数字卫星接收，0.9和/或1.8GHz用于GSM和DECT。当前趋势表明更有前途的应用将用位于这一低1…6GHz范围的频带。在这方面，重要的任务是设计接收机，尤其是有良好的射频性能的振荡器。
一个典型的谐波振荡器包括一个集成放大器和一个外部的LC谐振电路；两者之间是一部分在某种情况下构成一个寄生谐振电路的外壳，结果是导致寄生振荡模式。振荡器回路中的增益因数和相位移动决定了是建立所希望的振荡模式还是寄生振荡模式。如果希望获得高振荡频率-例如1GHz以上-，问题就恶化了，因为焊线电感和管脚电容可能大约为外部谐振电路的有用元件的数量级并且因此有较大的影响，那就是说比其它的干扰更大。如果另外希望覆盖一个宽的频率范围，就不再可能依靠外部LC谐振电路的高的频率选择性或高的品质因数，并且抑制射频寄生振荡模式变得更困难。
在这种带有一个外部LC谐振电路的振荡器中，由外壳引起的射频寄生振荡模式可能被集成的电阻所衰减，以致于只有所希望的振荡模式产生。但是，这种措施削弱了振荡器的电路品质因数和相位噪声。另外，直到衰减电阻达到最佳为止，这是一个实验的并且可能漫长的方法，因为设计一个有所需精度的外壳是很困难的，并且最终只能通过试验和错误来达到。
本发明是基于减少在一个带有LC谐振电路的谐波振荡器中的干扰影响的目的。
在根据本发明的电路中，对在带有一个集成电路的LC谐振电路中的干扰影响的减小是在谐振电路中包括外壳的干扰元件而实现。通过经两个管脚构成一串联谐振电路来包括该干扰元件，其中外壳(焊线和引线结构)的和印刷电路板上的外部连接的电感被加到LC谐振电路的有用电感上。这些值因此能够被引入谐振电路的计算，结果是具有干扰效果的因素从开始就已经被考虑了。该串联的LC谐振电路因此包括，一般地，一个集成的电容和由通过两个管脚的外壳电感和印刷电路板上的外部(寄生的和/或有用的)电感组成的电感。
一个(可能多于一个)变容二极管用于频率调谐。具有良好调谐能力的变容二极管是很难集成的。在用于宽带应用时，它最好是被安排在外部。
该变容二极管包括在串联谐振电路中和可以被作为减小总串联电容的缩减电容器。这样能够设置高频。利用一个低电容，即一个小值“C”，振荡频率f＝1/2π√LC变成高频，并且即使在这些高频之后，也可以维持一个好的相位噪声。
一般地，相位噪声降低频率。但是，它也和电路品质因数Q＝(1/Rseries)
成比例，在低电容情况下，即一个小值“C”，亦即在高频下，Q有所提高。
根据本发明的振荡器最好倾向构造成一个对称的科耳皮兹振荡器。如果需要一个外部的变容二极管，则至少需要1个连接管脚。为了给产生于LC谐振电路外部的射频电流提供一个返回路径，就需要使LC谐振电路对称，换句话说需要采用两个连接管脚。
这种平衡安排还使得振荡器相对于干扰更坚固，并且减少了振荡器自身与其它电路块相干扰的风险。
典型的、比较好的对称，振荡器需要4根连接管脚用于外部LC谐振电路。本发明的电路用两个连接管脚便能解决问题并且谐振电路现在是部分集成。这样减少了外部元件的数量并且减少了印刷电路板上所需的空间。这种高集成程度尤其对便携式应用有利。但是，也可能完全省去已变成自由的两个管脚并选择一个更小的、较便宜的外壳，或是采用仅仅用于提高IC功能的所述管脚，例如为了较好的散热或在一个临界的射频管脚上的双焊接。
和多谐振荡器相比，谐波振荡器自身具有好的相位噪声。它主要是由LC谐振电路的品质因数决定的。
在已发明的振荡器配置的情况下，如果使LC谐振电路的寄生串联电阻最小时，就可以获得一个高的品质因数。变容二极管本身就有最小的寄生电阻。集成的电容要很小心地在线路工艺图上形成。将它尽可能地靠近两个连接管脚放置并且用宽的低阻抗的金属印制线与它接触是有利的。如果集成电容被作成很长，即它有一个大的长宽比，这相应于许多方形电阻的低阻抗并联连接，则它的寄生串联电阻能够达到最小。
在已发明的谐波LC振荡器配置的情况下，不需要采取专门的抑制寄生射频振荡模式但同时削弱相位噪声，如衰减电阻的措施。
已发明的振荡器电路特别适用于在0.5…4GHz范围的射频应用并且提供了一个宽的频率调谐范围，最高接近于一个倍频程，因为谐振电路配置防止了射频寄生振荡模式的发生。另外，这个谐波振荡器具有良好的相位噪声。
在本发明的改进中，该振荡器设计成可能覆盖一个大的频率范围。
根据本发明的电路已经有进一步的改进。科耳皮兹振荡器是公知的，但并不是以在已改进的电路中已经实现的那种方式，也就是说谐振电路被分成内部的电容和外部部分，在该外部部分中由变容二极管决定电感元件。
改进的核心仍是差分放大器，它由二个晶体管和谐振电路构成。集一基交叉耦合作为辅助已被用于每种情况中。然而，现在的交叉耦合由通过一个射极跟随器和电容CCB耦合到第二晶体管的基极的一晶体管的集电极和通过射极跟随器和电容CCB耦合到第一晶体管的基极的第二晶体管的集电极构成。这种耦合最好由电容来实现。
这种差分放大器的基极是反相的，并且对每个晶体管来说，集电极和基极是反相的。结果是，一个恒等关系发生了，即集电极和基极处于同相的交叉耦合方式。然而，信号线增加了，但是对放大级的射频增益因数的提高有所贡献。上面提到的恒等关系也可能被认为是一种相位关系。这种相位关系仅适用于由于电容而没有相移发生的情况。为了更详细地了解这一点，交叉耦合的电容看起来和集电极负载电阻连接在一起。这些构成了用于反馈信号的高通滤波器。幅度和相位是高通滤波器的特性。在幅度的情况下，开始时允许信号通过并且从截止点开始信号衰减。对于相位，在截止点开始产生相移。在交叉耦合的改进中，因为在其他情况下在振荡频率上集电极和基极不再同相，所以认为相移只在最高的可能频率上产生。为了达到这个目的，根据本发明，高通滤波器的通带必须增加。根据本发明，如上面已经提到的，用一个射极跟随器来代替集成电极电阻可以达到这个目的。这样提高了截止频率，结果是从截止频率到振荡器的基频需要一段较长的距离。
以下缩写是用于下面的公式中截止频率＝Fg集电极电阻＝RC交叉耦合的电容＝CCB高通滤波器的截止频率可以由下式计算Fg＝1/(2π×RC×CCB)在这个高通滤波器中集电极电阻现在已经被射极跟随器的输出电阻所代替。结果是，它可能降低高通滤波器的电阻而增加截止频率。射极跟随器的输出电阻可以通过射极跟随器的电流来设置。
下面参考附图对本发明进行解释
图1示出了根据本发明的电路，图2，3示出了根据本发明电路的等效电路图，图4示出了根据本发明的精细的电路图，并且图5，6示出了根据本发明的改进的电路以及幅度和相位的波形图。
图1示出了一种差分放大器和以对称方式构造的串联谐振电路。晶体管T1，T2构成了共基极差分放大器。它们和连接于电压源U2的基极电阻RB相连。它们和作为负载以及连接于电压源U1的集电极电阻RC相连。发射极连接于电流源S1，S2。输出OUT提供了例如混频器和/或PLL电路。电容CBE连接在基极和发射极之间，电容CEE连接在晶体管T1，T2的对称的发射极之间。晶体管T1，T2对应的基极和发射极通过构成正反馈和支持射频振荡的电容CCB连接。电容CD用于通过交流电压耦合外部电感LF和变容二极管DC到谐振电路的集成部分，即串联电容CBE，CEE，CBE。变容二极管的值是通过直流电压设置的。LP代表连接线的电感。串联谐振电路CD，DC，LF通过这些连接线LP和集成电路CBE，CEE，CBE以及差分放大器相连。
在根据本发明的电路中，谐振电路部分地以固定电容CBE，CEE，CBE的形式集成以及部分地在外部以可变电感形式用于设置振荡频率。该可变外部电感由固定电感LF和启动频率设置的变容二极管DC以串联形式相连构成。内部固定电容和外部可变电感通过外壳和两个管脚以对称方式相连。这些被设计成焊线电感LP。因为它们现在是有用的谐振电路的组成部分，它们不能构成能抑制寄生射频振荡模式产生的寄生谐振电路。从已经描述过的电路中可以看出这些干扰元件已经包含在谐振电路中。
图2和图3示出了分立元件的等效电路图。图2示出了所有的电容和电感构成一个串联的谐振电路。等同元件设计返回参考图1。图3示出了为再次以等效电路图表示串联谐振电路已形成的分立元件的总和。因为它是一个等效电路图，没有电压加入，但是很明显若施加电压，产生的谐振电路将在由若干电感和电容决定的频率振荡。
图4示出了谐振电路的进一步设计。等同元件设计返回参考图1。电流源S1和D2由电阻环构成。在该图中，可以清楚地看出谐振电路部分位于集成电路中以及外部两个变容二极管DC和电感LF通过构成电感LP的连接管脚连接在一起。电源电压VCC经过晶体管T3传到集电极电阻。谐振电路通过元件固有的噪声而引起振荡。通过变容二极管DC进行外部调谐。因为干扰元件，即两个连接管脚的电感LP和它们的焊线电感已经被集成于谐振电路中，其它的干扰因素被抑制。
振荡器最好是一个具有反馈能力的振荡器。该振荡器经两个管脚以对称模式构成并且可以通过变容二极管即通过电容调谐。
图5示出了图1中已知的元件。等同元件设计针对同样的功能表示所以不再详述。带有晶体管T3和T4的射极跟随器E1、E2和电流源S3和S3也已经插入图5中。
差分放大器还是由晶体管T1，T2构成。更进一步使用了集电极-基极交叉耦合。该交叉耦合是由晶体管T1的集电极通过射极跟随器E1和电容CCB耦合到第二晶体管T2的基极，以及第二晶体管T2的集电极通过射极跟随器E2和电容CCB耦合到第一晶体管T1的基极。
结果是，在交叉耦合过程中没有相够发生，以致于集电极和基极同相。更进一步，对应于上述提到的截止点fg的截止频率fg′上升，结果是振荡器的基频fn需要一段较长的距离到达截止频率fg′。
图1所示的集电极电阻RC现在已经被高通滤波器的射随器的输出电阻所代替。因此可能降低高通滤波器的电阻并且增加截止频率。射随器的输出电阻可以由射随器的电流决定。
射随器T3和T4的工作方法将参考图6进行解释。图6示出了作为频率f的函数的幅度波形A，更进一步示出了作为频率f的函数的相位波形，其是高通滤波器特性。在幅度的情况下，信号开始时被允许通过并在截止点处开始衰减。就相位而言，在截止点开始产生相移。幅度和相位的曲线图示出了在差分放大器T1，T2的交叉耦合中使用集电极电阻的情况。截止频率由fg表示基频由fn表示。
曲线b示出了高通滤波器的波形是如何以这种方式即截止频率fg′移至一个更高频率范围变化的。相移的截止频率fg′也被移向更高的波形部分。考虑到作为在交叉耦合中射随器的结果的改变的高通滤波器，现在可以增加基频fn和截止频率fg′之间的范围。
权利要求
1.用于防止在带有一个谐振电路的振荡器中的寄生射频振荡模式的电路装置，其特征在于干扰元件包括在振荡器谐振电路中，因此，干扰元件作为有用元件工作。
2.根据权利要求1的电路，其特征在于连接管脚和/或焊线构成干扰元件和/或谐振电路被设计成一个LC谐振电路。
3.根据权利要求1的电路，其特征在于干扰元件连接振荡器的集成放大器以及振荡器的外部LC谐振电路。
4.根据权利要求1的电路，其特征在于振荡器LC谐振电路是这样构成的它是部分集成和/或部分外部通过两个连接管脚构成和/或以一个对称的方式构成该电路。
5.根据权利要求1的电路，其特征在于振荡器LC谐振电路是一个串联谐振电路，该谐振电路是由一个集成的电容和一个外部电感构成，它们是通过连接管脚连接的，和/或该连接管脚用作对该串联LC谐振电路的总电感作出贡献的电感。
6.根据权利要求1的电路，其特征在于连接管脚包括焊线，外壳以及在印刷电路板上的连接引线并且都被设计成电感。
7.根据权利要求1的电路，其特征在于用于频率调谐的外部装置是由包括一个固定电感串联一个变容二极管的可变电感构成。
8.根据权利要求1的电路，其特征在于外部的变容二极管在串联谐振电路中用作频率调谐并且用作一个缩短电容器，用该电容器可以设置总串联电容，和/或一个或多个外部变容二极管能用于频率调谐。
9.根据权利要求1的电路，其特征在于差分放大器(T1，T2)通过交叉耦合(CCB)相连，和/或差分放大器(T1，T2)通过两个集成的电容(CCB)交叉耦合。
10.根据权利要求1的电路，其特征在于交叉耦合是由两个电容(CCB)和两个串联的射随器(T3，T4)构成。
全文摘要
用于防止振荡器LC谐振电路中寄生振荡模式的电路。谐波振荡器通常包括一集成放大器和一外部LC谐振电路。在集成放大器和外部LC谐振电路之间的外壳的寄生元件,比如焊线的电感或连接管脚的电容可能导致寄生射频振荡模式。本发明目的是减少这些干扰影响。在本发明电路中,在带有集成电路的LC谐振电路中干扰影响的减小通过在谐振电路中包括外壳的干扰元件而实现。这样抑制了寄生射频振荡模式的产生。它也同样保证了好的射频性能和宽的频率调谐范围。
文档编号H03B1/04GK1199954SQ9810942
公开日1998年11月25日 申请日期1998年3月6日 优先权日1997年3月7日
发明者菲利普·布劳德, 马丁·里格, 海因里希·谢曼 申请人:德国汤姆逊-布朗特公司