一种d类功率放大器保护电路的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种D类功率放大器保护电路。
【背景技术】
[0002]功率放大器中的D类放大器，因其输出级场效应管(功率MOSFET)大部分时间处于饱和导通和截止状态，故功率损耗比较小，且效率可达90%以上，不存在交越失真等特点，因而被广泛采用。随着功率放大器的输出功率越来越大，其中的功率MOSFET也朝着大功率方向发展。但功率MOSFET的功率做得越大，整个器件的发热密度越高。在较高耗散功率作用下，若功率MOSFET的散热能力有限，就会使功率MOSFET内部芯片因结温升高，漏极电流增大，超过其最大额定功率，而造成损坏现象，故对功率放大器中的功率MOSFET保护至关重要。
[0003]现有的功率放大器保护电路有下面几种:过压、过流、过温、保险丝熔断等，但这些保护措施都存在反应不及时，保护电路动作慢等问题。由于保护动作时间上的差异，反而达不到保护功率MOSFET不被烧毁的目的。
【发明内容】
[0004]本发明要解决的技术问题是:针对现有技术中功率放大器保护电路动作慢的问题，提供一种D类功率放大器保护电路。
[0005]本发明所采用的技术方案是:一种D类功率放大器保护电路，包括有PWM输入和负载，还包括有功放驱动模块、功率输出与取样模块和比较模块，所述功放驱动模块的输入端与PWM输入相连，所述的功率输出与取样模块的输入端与功放驱动模块的输出端相连，所述的功率输出与取样模块的输出端与负载相连，所述的比较模块的输入端和输出端分别和功率输出与取样模块、功放驱动模块相连。
[0006]其中经调制后的PWM输入信号从功放驱动模块输入，经功放驱动模块分离输出PWM1、PWM2驱动信号，该二个信号驱动功率输出与取样模块中的功率M0SFET，使功率MOSFET导通后输出功率。功率MOSFET处在导通状态时，漏极电流Id在漏源极间的导通电阻Rds(m)上产生漏极电压V ds;当功放功率连续输出后，功率MOSFET结温T j将持续上升，则其相应的导通电阻Rds(m)也随之增大，且导通电阻与功率MOSFET的结温T j之间呈线性关系；由取样电路通过在功率输出与取样模块上将超过结温的电压U进行取样，该取样电压U输入比较模块电路的同相输入端，再由比较模块电路将取样电压与基准电压(结温允许范围内)进行比较，其结果输出作为控制信号SD，通过反馈网络控制功放驱动模块电路的使能端SD，关闭驱动电路输出信号，使功放输出功率MOSFET截止，功放功率输出下降至零，从而达到快速保护功率放大器的目的。
[0007]所述功放驱动模块电路由74HC00型高速与非门芯片U7、功率MOSFET专用IR2113S型驱动芯片U9、二极管D4、电阻R11、电容C17、C24、C25组成；其中PWM输入的信号从高速与非门芯片U7的74HC00型高速与非门芯片U712脚输入，13脚与12脚相短接，同时12脚通过电阻Rll上拉至+5V的工作电源上，74HC00型高速与非门芯片U7输出引脚11同时与74HC00型高速与非门芯片U7的1、2脚和IR2113S型驱动芯片U9的14脚相连，其中74HC00型高速与非门芯片U7的I与2引脚互连；74HC00型高速与非门芯片U7的3脚接至IR2113S型驱动芯片U9的12脚。IR2113S型驱动芯片U9的12脚为高输入端HIN, 14脚为低输入端LIN，I脚为低输出端L0，输出PWM2驱动信号，2脚为接地端，3脚为桥式输出功率MOSFET的下臂栅极偏置电压，为+12V ；6脚为输出功率MOSFET的浮地端，7为桥式输出功率MOSFET的上臂栅极偏置电压，8脚为高输出端HO，输出PWMl驱动信号，11脚为IR2113S型驱动芯片U9的工作电源+5V，15脚为接地端，13为IR2113S型驱动芯片U9的使能端(接控制信号SD)，控制驱动芯片信号输出的关闭或打开。当该使能端输入高电平时，驱动器即关闭，驱动器的高、低输出端均为零(即无驱动信号输出)；电容C17、C25为滤波电容，其中电容C17 —端接地，另一端接+5V工作电源，而电容C25 —端接地，另一端接IR2113S型驱动芯片U9的3脚+12V，二极管D4的正端接IR2113S的3脚，其负极和电容C24的一端同时接IR2113S型驱动芯片U9的7脚，为桥式输出功率MOSFET的上臂栅极提供偏置电压。电容C24的另一端接地，C24为自举电容。
[0008]所述功率输出与取样模块由IRFB4019PBF功率MOSFET的Q4、Q5，电阻R21、R22，电容C23、C26组成。由功放驱动模块输出的PWM驱动信号，分离为PWMl输入和PWM2输入二路，分别接至桥式功放电路中的功率M0SFETQ4、Q5的栅极，Q4的漏极接+48V电源，其源极接浮地端。Q5的漏极接浮地端，其源极接地端。电阻R21的一端接Q4的源极S，另一端与电容C23相连，电容C23的另一端接+48V电源；电阻R22的一端接Q5的漏极D，另一端与电容C26相连，电容C26的另一端接地。桥式驱动电路以相反的相位驱动两个功率M0SFET，控制其以相应的频率饱和导通或截止，使功率MOSFET—个导通时另一个截止。采用PWM方式驱动是为了使功率MOSFET尽可能地改变工作状态，减少其处于线性放大区的时间，从而减少热损耗，提高效率；取样电路从功率输出与取样模块的电路上的Q5功率MOFET漏源极间进行电压取样。将过温功率MOSFET的导通电阻Rds(m)等效为R ds+ Λ R，其中Rds为功率MOSFET允许结温时的导通电阻，而AR为超过允许结温的导通电阻增量。功率MOSFET器件的散热能力通常用热阻来表示，热阻越小，则散热能力越好；热阻越大，则表示热传导越困难，功率MOSFET上所产生的热量就越高，所以可以根据热阻值的大小来判断功率MOSFET的发热状态；因功耗是产生热量的直接原因，功耗大的功率MOSFET芯片，发热量也一定大；因此，在功放输出端的Q5导通，功放功率正常输出时，Q5的漏源极间电阻Rds(m)上流过额定电流Id，同时产生漏极电压Vds;当功放功率连续输出后，其结温T 升至超过额定值时，导通电阻Rds(m)与漏极电流也同时增大(R I <!成为R ds+ Δ R和I/ )，导致功耗大大增加，Q5的漏极电压Vds也增大至Vds'。故将该漏极电压Vds'进行取样，作为保护功放电路的控制信号。
[0009]所述比较模块的电路由运算放大器LM324、电阻Rl、R2、R3、电容Cl组成。运算放大器LM324的4脚接电源+12V，同时接电容Cl，Ul的11脚接地，反相输入端2脚接电阻R2，R2的另一脚接基准电压Vds，运算放大器LM324的同相输入端3脚经电阻Rl接取样电压Vdsr，U1的输出端I脚经电阻R3接控制信号SD，电容Cl的另一脚接地。将功率MOSFET上超过结温状态的导通电阻Rdsten)上电压Vds'作为取样信号，输入至比较器的同相输入端，由比较器将该电压与功率MOSFET上结温正常控制范围内的漏极电压(作为基准电压)Vds进行比较，比较结果输出作为功放电路保护的控制信号SD。如功率MOSFET过热(超过了结温)，则比较模块的电路输出高电平，控制功放驱动模块的IR2113S型驱动芯片U9使能端(SD)，将功放驱动器关闭，使功放输出级的功率MOSFET截止，功放输出降至零，达到了快速保护功率放大器的目的。如功放结温在正常控制范围内，比较模块的电路则输出低电平，使功放电路继续输出功率。
[0010]本发明的有益效果是:本发明在D类功率放大器的大功率驱动使用中，保护效果尤为显著。当功放输出过功率，结温超过额定值时，保护电路立即能动作，使功放驱动模块的电路快速关闭，功放功率输出降为零，达到快速、实时保护功放的目的。且该电路具有结构简单，实用性强，响应速度快等特点。
【附图说明】
[0011]图1为本发明的电原理框图。
[0012]图2为本发明的功放驱动模块I电原理图。
[0013]图3为本发明的功率输出与取样模块2电原理图。
[0014]图4为本发明的比较模块3电原理图。
[0015]图5为本发明的功放电原理图。
【具体实施方式】
[0016]如图1所示，本实施例所述的一种D类功率放大器保护电路，包括有PWM输入和负载，还包括有功放驱动模块1、功率输出与取样模块2和比较模块3，所述功放驱动模块的输入端与PWM输入相连，所述的功率输出与取样模块的输入端与功放驱动模块的输出端相连，所述的功率输出与取样模块的输出端与负载相连，所述的比较模块的输入端和输出端分别和功率输出与取样模块、功放驱动模块相连。
[0017]其中经调制后的PWM输入信号从功放驱动模块输入，经功放驱动模块分离输出PWM1、PWM2驱动信号，该二个信号驱动功率输出与取样模块中的功率M0SFET，使功率MOSFET导通后输出功率。功率MOSFET处在导通状态时，漏极电流Id在漏源极间的导通电阻Rds(m)上产生漏极电压V ds;当功放功率连续输出后，功率MOSFET结温T j将持续上升，则其相应的导通电阻Rds(m)也随之增大，且导通电阻与功率MOSFET的结温T j之间呈线性关系；由取样电路通过在功率输出与取样模块上将超过结温的电压U进行取样，该取样电压U输入比较模块电路的同相输入端，再由比较模块电路将取样电压与基准电压(结温允许范围内)进行比较，其结果输出作为控制信号SD，通过反馈网络控制功放驱动模块电路的使能端SD，关闭驱动电路输出信号，使功放输出功率MOSFET截止，功放功率输出下降至零，从而达到快速保护功率放大器的目的。
[0018]所述功放驱动模块由74HC00型高速与非门芯片U