专利名称：正交分频多任务信号传输模式的侦测方法、接收方法、传输模式侦测器及接收器的制作方法
技术领域：
本发明是有关于一种正交分频多任务(Orthognal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)接收器，特别有关于一种在DVB-T接收器中用以侦测OFDM信号传输模式的侦测方法。
背景技术：
正交分频多任务系统是一多通道的调变系统，使用了相互正交子载波的分频多任务技术，每一个子载波承载了一低数据率的数字数据流。
在较早使用了分频多任务技术的多通道系统中，整个可使用的频宽是被分割成N个频率不重迭的子通道。每一个子通道均使用分别的数据流进行调变，且共同在频率上进行多任务处理。虽然各个子载波间在频谱上不重迭而减低了通道间的相互干扰，但却使得频宽的使用效率较低。在每一个子通道两侧的防护带(guard band)占去了有限的频宽资源。为了避免这种频宽的浪费，取而代之的是，使用N个重迭但相互正交的子通道，每一个子通道的包德率(baud rate)为1/T，且频率间距为1/T。由于这种特殊的频率间距，所有的子通道在数学上成相互正交的关系。如此，可使得接收端仍然可以对所接收的信号进行解调，而不一定要使用非重迭的子通道。另一种让子通道间成相互正交关系的方法是使每一个子载波在时间间距T之中具有整数个循环。这些正交子载波的调变事实上可视为是反傅立叶转换(Inverse Fourier Transform)。另外，借由不连续傅立叶转换(Discrete Fourier Transform)后再经过低通过滤亦可以产生正交分频多任务信号。由上述可知，正交分频多任务处理可以是一种调变技术亦或是多任务处理技术。
在分频多任务处理的并行传输数据中使用不连续傅立叶转换是由怀恩斯坦(Weinstein)及艾伯特(Ebert)在1971年提出的。在一个数据序列d0、d1、...、dN-1中(每一个dN是一复数符号(symbol)，可以是由一个复数数字调变器所产生，如QAM、PSK等等)，当对2dN的数据序列(2仅做为调整大小比例之用)进行反向不连续傅立叶转换(IDFT)时，会产生N个复数值Sm(m＝0、1、...、N-1)Sm=2Σn=0N-1dnexp(j2πnmN)=2Σn=0N-1dnexp(j2πfntm)[m=0,1,...N-1]...(2.1)]]>其中，fn=nNTs]]>且tm＝mTs..............................(2.2)Ts代表在原始符号中的符号间隔。将(2.1)式中的实数部分送入一低通滤波器后，可以得到信号y(t)y(t)=2Re{Σn=0N-1dnexp(j2πnTt)},for0tT.............(2.3)]]>T等于NTs。信号y(t)即为此正交分频多任务信号的基频信号。
在(2.3)式中可以注意到，正交分频多任务信号的长度为T，且子载波的频率间隔为1/T，正交分频多任务处理的符号率为N倍的原始包德率，在此系统中使用了N个正交子载波，且在(2.3)中定义的信号即为基频的正交分频多任务信号。
正交分频多任务处理的主要优点之一是其能有效地对抗常见于移动通讯系统中所发生的多路径(Multi-path)信号延迟扩散现象。将符号率降低N倍可以等比例地亦降低多路径信号延迟扩散现象。为了能完全地消除由多路径信号延迟扩散所造成的符号间干扰(Inter-SymbolInterference，ISI)，每一个正交分频多任务符号中都会增加一段“防护时区”(guard time interval)。这个防护时区的长度必需大于可能的多路径信号延迟扩散的长度，以使得在一个符号中的多路径信号成份不会对下一个符号产生干扰。若将此防护时区内的数据位元留白将会使各个载波间不再具有相互正交的关系，导致载波间干扰(Inter-CarierInterference，ICI)的产生。因此，为了避免这种子载波间的干扰，正交分频多任务符号中都会在这个防护时区里循环性地增加一段重复位元。如此可以确保只要在多路径信号延迟扩散长度小于防护时区的条件下，这些重复位元永远在一个快速傅立叶转换间距中具有整数个循环。
若正交分频多任务符号是依据(2.3)式来产生，这个信号的能量频谱密度会与图9所示的十分类似。由时相调变所造成的快速时相切换会在能量频谱密度中导致非常大的边波(side-lobes)，使得频谱衰减得非常慢。若增加子载波的数量，频谱能量便会在一开始快速衰减，但却更向3-dB临限频率的外延伸。为了克服频谱衰减缓慢的问题，可以使用窗型滤波(windowing)技术来降低边波的大小。最常使用的窗型滤波函数是“突起余弦窗”(Raised Cosine Window)函数 此处，Tr是符号间距，由于在突起余弦窗函数的下降区域中，符号被允许可以有部分重迭，因此Tr被设定得较真正的正交分频多任务信号的符号周期还短。在加入窗型滤波的作用后，正交分频多任务信号可以以下列式子表示y(t)=2Re{w(t)Σn=0N-1dnexp(j2πnTt)},for0tT]]>值得注意的是，窗型滤波亦可以使用一般的滤波技术来取代用以裁去频谱边波。但由于其具有较佳的可控性，窗型滤波还是最佳的选择。如果使用一般的滤波技术，就还必需额外考虑波动(Ripple)效应的问题。波动效应会使正交分频多任务信号产生失真，造成对于信号延迟扩散效应的耐受度降低。
基于上述的理论，以下将说明正交分频多任务符号的产生方法。
首先，将“零”充填至Ns个输入复数符号中，以取得N个符号进行反向快速傅立叶转换。经过反向快速傅立叶转换后所得到的信号即为基频正交分频多任务信号。
依据多路径信号延迟扩散特性来决定所使用的防护时区长度(Tg)。自符号的起始位元开始将一段防护时区长度的位元复制而附加在符号之后。同样地，自符号的末端取一段防护时区长度的位元复制而增加在符号之前。
将正交分频多任务信号乘上突起余弦窗函数以消除在频宽之外的子载波能量。
经过窗型过滤的正交分频多任务信号在延迟一个Tr之后加入原先的信号中，使得每一个符号间均有βTr的重迭时区。
正交分频多任务处理系统的设计与其它一般的系统设计一样，都存在着有相互冲突而不可兼得的性能要求。以下将说明正交分频多任务处理系统中最主要的几个设计参数，这些参数构成了一般正交分频多任务处理系统的主要规格系统要求的位元率、可用频宽、BER要求(电能效率)以及通道的RMS延迟扩散。
防护时区由于防护时区中的位元并不带有数据的意义，因此在正交分频多任务处理系统中的防护时区通常会造成信号-噪声比(SNR)的损失。在多路径延迟扩散特性已知的情况下，防护时区便可直接被决定。一般来说，防护时区的长度必需是多路径延迟扩散长度的2到4倍。此外，高阶的调变方法(如32或64QAM)远较低阶的调变方法(如QPSK)容易受到载波间干扰的影响。这个因素也必需在决定防护时区长度时做考量。
符号长度为了减少因防护时区造成的信号-噪声比损失，符号长度必需设定得远较防护时区来得长。但增加符号长度却又使得子载波数量增加而使整个系统更复杂。一般来说，会折中选择一个至少5倍防护时区长的符号长度，其所造成的信号-噪声比损失是在可接受的范围内。
子载波数量在符号长度决定之后，子载波数便可由计算符号长度的倒数而求得子载波的频率间距，再依据可用频宽的大小求得子载波数量。
调变及编码的决定决定调变及编码方法的第一步就是要决定一个正交分频多任务符号中需要加载多少个位元。之后，依据能够适用于此正交分频多任务符号的输入数据率、位元错误率来选择一组调变及编码方法。由于每一个通道均在被假设为是加法性白色高斯噪声(AWGN)通道，且忽略多路径延迟扩散的影响，如此简化了调变及编码方法的决定。
因此，正交分频多任务处理系统便极适用于无线通讯中。
如前所述，符号长度的增加将造成子载波间干扰耐受力的降低。但经过循环前辍(cyclic prefix)的处理以及适当的设计后，子载波间干扰将可以被完全消除。
除了在通道中的延迟扩散现象外，数字通讯系统中子载波间干扰亦可能由通道响应曲线的不平整而引起。最典型的例子是用于电话线的双绞(twister-pair)缆线。这些传输线是用以传输声音且其高频的频率响应极差。在使用单一载波进行传输的系统中，必需使用一均衡器(equalizer)以缓和通道失真的效应。均衡器的电路复杂度是由通道失真的严重程度来决定，且通常还会有均衡器非线性表现及误传导等问题，而造成额外的麻烦。
相反地，在正交分频多任务处理系统中，由于每一个子载波的频宽很小，在一个小频宽范围内的通道响应基本上应是较平整的(当然，至少相位响应在一个小频宽范围中是线性的)。即使出现了极大的通道失真，一个简单的均衡器也足够修正每一个子载波中的失真效应。
子载波调变的使用提高了正交分频多任务处理系统对通道衰减及失真的耐受度，也使得这种系统能够在使用通道负载技术下以最高容量进行传输。若传输通道在与某个子载波相对的频段上具有一个不良的衰减频率点，借由通道估测便可以得知此点的频率位置，而在此点的变化速度远低于符号频率的假设下，专门为此子载波改变调变及编码方法是可能的，以使得所有子载波都以最高容量进行传输。然而，这需要借由一个有效的通道估测算法来取得相关数据。在单载波的系统中，没有任何办法可以改善这种不良衰减点所带来的效应，而仅能使用特殊的错误更正编码或均衡器。
脉冲型的噪声通常会在通道中造成爆发性的干扰噪声，像是回程路径的混合光纤同轴线(HFC)、双绞线或无线通道被大气现象(如闪电)所影响时。干扰波的时间长度经常会超过一般数字通讯系统的符号长度。举例来说，在一个10MBPS的系统中，符号长度是0.1μs，而一个脉冲噪声的时间长度可达数微秒，如此便会造成一连串爆发性的错误，这些错误使用一般的错误更正编码是无法消除的。一般都是用复杂的Reed-Solomon码配合大量的交错(interleaving)位元来解决这个问题。由于在正交分频多任务处理系统中使用的符号长度远大于在单载波系统中所使用的长度，使得脉冲噪声不易造成符号错误，因此正交分频多任务处理系统对于脉冲噪声的耐受力极高。如此，在正交分频多任务处理系统中，是不需要复杂的错误控制编码电路或是位元交错电路，而简化了收发器的设计。
频率分集(frequency diversity)在正交分频多任务处理系统中极为适用。事实上，在一种称为MC-CDMA的传输系统中(一种正交分频多任务与分码多重存取(CDMA)的组合系统)，频率分集是其先天的特性。
近年来已出现了大量使用正交分频多任务处理系统的应用，以下将说明其中之一数字影像广播-电视(DVB-T)系统。
数字影像广播(DVB)是数字电视经由卫星、缆线或地面无线传输进行广播的标准规格。DVB-T的标准中定义了两种操作模式，一是使用了1705个子载波的2K模式，另一则是使用了6817个子载波的8K模式。DVB-T采用了QPSK、16-QAM或64-QAM对映法进行调变，并使用了Reed-Solomon外部码及外部回旋交错。此外，亦使用了配合产生器函数的内部回旋码，组合了双层交错法，用以进行错误控制。此种结合编码的正交分频多任务系统亦称的为编码正交分频多任务(COFDM)系统。最后，其借由向导子载波(pilot sub-carrier)的使用可以为接下来的解调动作取得参考振幅与相位。使用这些向导子载波进行的二维的通道估测可以帮助正交分频多任务信号的移动接收处理。
2K模式较适用于单发射器及使用有限发射功率的小范围单频网络中。8K模式则同时适用于单发射器及大范围单频网络中。
使用防护时区使得部分的数字信号仅能做为抗回音干扰之用而无法承载有效信息，但却其大大提高了系统对于多路径干扰的耐受力。虽然这种长度可以选择的防护时区造成正交分频多任务处理系统的传输容量降低，但在一定的最大回音延时量下，使用越多的子载波，传输容量的损失就越小。不过子载波的数量增加还是会带来副作用。使用越多的子载波会提高接收器的电路复杂度。
由于正交分频多任务系统具有抗多路径干扰的特性，其可以使一多个发射器重迭的单频率网络依然正常操作。在这个重迭的区域中，当接收到两种同频率信号时，较弱的一个就如同是回音干扰信号。然而，如果两个发射器相距过远，使得两个信号间的时间延迟过长时，就必需使用更长的防护时区来抵抗回音干扰。
在欧洲，数字地面电视的操作环境主要有三种。一是在现有未使用的通道中播放，二是在一小范围单频率的网络中播放，三是在一个大范围单频率的网络中播放。
对于DVB-T系统的研发设计者来说，最主要的挑战之一是就是要解决在不同操作环境下有不同的最佳系统设计的问题。目前已发展出能够共享于各种不同操作环境下的2K或8K模式的标准规格。
在DVB-T系统中，防护时区长度Tg与真实数据符号长度Tu之比可为1/32、1/16、1/8及1/4，而Tu的值在2K及8K的传输模式下分别为2048及8192。因此，为了能够将正交分频多任务信号中所载有的原始数据回复，必需在进行循环前辍移除及不连续快速傅立叶转换之前得知Tu与Tg的值，使得在DVB-T接收器必需具有传输模式侦测的机制。
在美国第6330293号专利中揭露了一种传输模式侦测方法。在接收器端，粗调同步器与传输模式侦测器连接，并使用粗调自动频率更正(AFC)电路进行搜寻并辨识接收信号，且继续对其进行监控。所接收的信号是与延迟了一个有效数据符号长度Tu的信号进行关联运算(correlation)。这个关联运算可以不断地执行，例如可为每一个数据框进行5次。在此关联运算中，使用多种不同的数据位元长度，端视所需侦测的模式为何。最后，是利用关联运算结果中的最大值来推算出目前的传输模式。此关联运算可以不断地重复，直到取得有效的关联结果为止。
然而，这种仅依赖关联运算结果的最大值来决定传输模式的方法极易受到噪声的影响。此外，此运算在没有得到有效结果前必需不断地被重复，使得此种方法是十分耗时而没有效率的。
图1显示了在美国第2002/0186791号公开申请案所揭露的传输模式侦测器。在接收信号中同相(I)与正交相位(Q)的数据位元是送至一输入端10。这些数据位元是分别送进一2K及8K大小的先前先出(FIFO)内存121及122中。在电路方块141及142中进行这些数据位元在一个最小防护时区中的移动平均关联运算，并在电路方块161及162中量测其运算结果的能量值。在电路方块141及142中进行的运算是经由将输入符号与延迟电路121及122输出的符号相乘，而得到其关联运算的结果。之后，这些运算结果被加总并计算在一个最小防护时区中的移动平均值。这个最小防护时区的长度等于1/32的快速傅立叶转换间距(对2K及8K模式来说，分别为64及256)。每一组电路方块141及161、142及162共同执行一个关联运算函数，且每一个关联运算函数中的峰值间距是由符号的总长度加上防护时区长度所决定。如此得到的结果被送至电路方块181及182进行取样(即移除部分的数据位元)。经过电路方块181及182取样后留存的数据位元则再被送至共振器191-198。每一个共振器具有一共振频率且此共振频率是某个传输模式及防护时区长度组合条件下的正交分频多任务符号频率。一计数器(图未显示)则设置于每一个共振器191-198的输出端，且每一个计数器会在共振器的输出信号为最大时，向前推进计数。如此，便可对每一个共振器所产生的峰值能量进行比较。在一经过一定数量的数据位元后，可以借由检查计数器的计数值而依据具有最大计数值的计数器来决定目前的传输模式及防护时区长度。
然而，上述的传输模式侦测器所使用的关联运算函数非常耗时，且提高了电路的复杂度。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提供一种更简单、有效的传输模式侦测方法及侦测器，可适用于DVB-T系统中。
本发明的第一目的在于提供一种正交分频多任务信号的接收方法，用以处理一来自一正交分频多任务发射器的射频信号，包括以下步骤接收该射频信号并将该射频信号转换为中频信号；将该中频信号转换为一数字信号；侦测该数字信号中的一传输模式及防护时区长度，包括以下步骤延迟该数字信号一第一及第二数量的数据位元；分别将该两延迟后的数字信号与一系数信号相乘并将两乘积信号加总而得到一总和信号；将该数字信号减去该总和信号而得到一误差信号；撷取该些系数信号的振幅而得到复数步距信号；依据该误差信号及该些步距信号更新该些系数信号；侦测该些系数信号的振幅边缘；以及依据该些侦测到的振幅边缘决定该防护时区长度及传输模式；对该数字信号进行时域及频域上的数字处理；以及对该数字信号进行通道译码及反交错处理。
本发明的第二目的在于提供一种正交分频多任务接收器，包括一前端电路，接收该射频信号并将该射频信号转换为中频信号；一模拟-数字转换器，将该中频信号转换为一数字信号；一模式侦测器，侦测该数字信号中的一传输模式及防护时区长度，包括一延迟单元，延迟该数字信号一第一及第二数量的数据位元；一乘法器，分别将该两延迟后的数字信号与一系数信号相乘而得到两乘积信号；一第一加法器，将两乘积信号加总而得到一总和信号；一第二加法器，将该数字信号减去该总和信号而得到一误差信号；一振幅撷取器，撷取该些系数信号的振幅；一步距调整电路，依据该振幅撷取器输出的振幅产生复数步距信号；一修正项计算电路，依据该误差信号及该些步距信号更新该些系数信号；一边缘侦测器，侦测该些系数信号的振幅边缘；以及一模式辨识器，依据该些侦测到的振幅边缘决定该防护时区长度及传输模式；一频域及时域数字处理器，对该数字信号进行时域及频域上的数字处理；以及一通道译码及反交错器，对该数字信号进行通道译码及反交错处理。
图1是一传统的传输模式侦测器；图2是本发明一实施例中正交分频多任务接收器的电路方块图；
图3是系统辨识模型的方块图；图4A显示了图2中在理想接收状况下的一段时域数据序列r(n)的实数部分；图4B显示了h0(n)及h1(n)的振幅-时间序次曲线；图5A及图5B显示了本发明中所使用的两个系统辨识器；图6是本发明一实施例中的系数更新电路；图7是本发明一实施例中的正交分频多任务信号接收方法的流程图；图8是本发明另一实施例中的正交分频多任务信号接收方法的流程图；图9显示了正交分频多任务信号的能量频谱密度。
符号说明10～输入端121、122、141、142、161、162、181、182～电路方块191-198～共振器21～天线22～前端电路23～模拟-数字转换器24～传输模式侦测器25～时域数字处理器26～频域数字处理器27～通道译码及反交错电路31～未知系统32～有限脉冲响应滤波器模型33～适应演算电路5a～系统辨识器56、55a、55b～加法器
53a、53b、54a、54b～乘法器51a、51b、52a、52b～延迟单元61～振幅撷取器62～步距调整电路63～修正项计算电路71～边缘侦测器72～辨识器具体实施方式
以下，就图式说明本发明的一种正交分频多任务信号传输模式的侦测方法、接收方法、传输模式侦测器及接收器的实施例。
图2是本发明一实施例中正交分频多任务接收器的电路方块图。正交分频多任务接收器2包括了一天线21、一射频调谐器22、一模拟-数字转换器23、传输模式侦测器24、时域数字信号处理器25、频域数字信号处理器26及通道译码及反交错器27。
天线21自一正交分频多任务发射器(图未显示)接收一射频信号。被天线21接收的射频信号是一经过正交分频多任务调变后而载有正交分频多任务符号的信号。正交分频多任务接收器2则执行一连串正交分频多任务信号的接收处理程序。举例来说，其中的正交分频多任务符号可以是一个同步符号、一个延迟时间估测符号、一个通道响应计算符号、以及数据符号。
射频调谐器22将所接收的射频信号转换成一中频(IF band)信号并将其放大后送至模拟-数字转换器23。
自模拟-数字转换器输出的数字信号r(n)被送至传输模式侦测器24以侦测出所接收正交分频多任务信号所使用的传输模式。传输模式侦测器24将在稍后的段落中进行详细说明。
在传输模式的侦测后，数字的正交分频多任务信号依序被送至时域数字信号处理器25以及频域数字信号处理器26。经过时域及频域的数字信号处理器25及26之后，中频的正交分频多任务信号便被降频至基频信号，且进行同步化、循环前辍的移除、快速傅立叶转换以及通道的估测与等化。以下将说明循环前辍的移除、信号同步及通道估测。
正交分频多任务信号在进行快速傅立叶转换之前必需先将循环前辍移除。循环前辍完全地消除了符号间干扰现象。循环前辍位于防护时区中，防护时区的长度大于多路径信号延迟扩散的长度，使得多路径信号成份不会干扰到下一个符号。在防护时区也可以不加入任何数据位元，但这样做会产生载波间干扰。因此，在防护时区中均会以数据位元循环的方式向防护时区中延伸。借由此法，只要多路径延迟长度小于防护时区，在符号中循环复制的数据位元在一个傅立叶转换间距中必定会有整数个循环，便可以消除载波间的干扰。
至于信号同步，在正交分频多任务系统中是一大难题。同步的处理通常包含了框侦测(frame detection)、载波频率偏值估测及修正，或是取样错误修正。
框侦测是用以决定符号的界线以正确地取得一个符号框内的数据位元。由于发射器与接收器之间有载波频率偏值的存在，每一个数据位元均会有一个未知的相位差ΔfCT，其中T是符号周期，ΔfC为载波频率偏值。这个未知的相位差在接收器中必需被估测出来并进行补偿，否则子载波间的正交关系将被破坏。举例来说，当载波频率为5GHz时，振荡器中石英偏值在100ppm时会造成一个500kHz的差值。若符号周期为3.2μs，相位差即为1.6。
经快速傅立叶转换后的已同步信号被送至通道估测器。通道估测可以借由在正交分频多任务符号的所有子载波中插入向导信号或是在每一个符号中都插入向导信号来达成。在第一个方法中，已经发展出区块型向导通道估测法，适用于衰减性质较缓慢的通讯通道。即使使用精确的回馈均衡器，这个方法仅能在通道的特性函数变动不快的假设下适用。区块型向导通道估测是以最小平方(LS)或最小均方(MMSE)为基础。最小均方估测法在信号-噪声比上，较使用最小平方法有10-15dB的增益值。在第二个方法中，则是发展出了混合型向导通道估测法，用以在通道特性极速变化时进行等化的动作。混合型向导通道估测法估测了在向导频率上的通道，而再以内插的方式估测通道。
在时域及频域数字信号处理之后，正交分频多任务信号被送至通道译码及反交错器27。在DVB-T发射器中，正交分频多任务信号的产生包括了为达到能量分散目的进行的传输多任务修正(Transport MultiplexAdaptation)及随机化、外部编码及交错、内部编码及交错、以及信号集对映(signal constellation and mapping)等步骤。因此，为了在接收端能够将原始信号回复，便必需进行相对的反向步骤。这些反向步骤是于通道译码及反交错器27中进行。
最后，由通道译码及反交错器27输出的信号中便可得到载波中的承载的原始数据，如MPEG-2影像数据。
以下将针对传输模式侦测器24进行详细说明。
传输模式侦测器24的设计原理主要是利用了适应性系统辨识(adaptive system identification)及信号边缘侦测(edge detection)的概念。为了说明上的简便，以下的说明均假设目前传输模式为2048(或2K)模式。
图3是一系统辨识模型的方块图。未知系统31是由一具有可调系数的有限脉冲响应滤波器(FIR filter)32进行模拟。未知系统31及滤波器32均同时由一输入序列u(n)来触动。滤波器32的输出y(n)会与未知系统31的输出d(n)进行比较，以产生一估测误差e(n)。估测误差e(n)是滤波器32的输出y(n)与未知系统31的输出d(n)间的差值。估测误差e(n)是输入至一适应性控制演算器33中，以进行滤波器32的系数修正。整个修正过程需经过一定时间的循环后，直到所得到的估测误差在某些统计意义上已达到可忽略的状况下停止。如此，滤波器32最后被修正得到的脉冲响应便可以用来仿真未知系统31的脉冲响应。图5A及图5B显示了用于本发明中两个适应性系统辨识器的实施例，将在稍后的段落中进行说明。
图4A显示了图2中在理想接收状况下的一段时域数据序列r(n)的实数部分。此段数据序列中包含了2Ts个数据位元。在图4A中，有两种情况必需讨论。
第一，当数据位元r(n)所代表的数据位元落于防护时区中时，由于防护时区中仅有复制的数据位元，因此r(n)便等于r(n+2k)。依据这个关系，我们使用图3中的适应性系统辨识来仿真的未知系统31便成为一个单纯的2K数据位元长度的延迟器。若将图5A及图5B中的实施例套用于此，在一段时间后，h0(n)的值将会收敛至1。相反地，由于r(n)与r(n+8k)的相关性极低，h1(n)的值将会收敛至0。
第二，当r(n)所代表的数据位元落于防护时区外时，由于r(n)与r(n+2k)及r(n+8k)的相关性均极低，因此h0(n)及h1(n)均会收敛至0。
图4B显示了h0(n)及h1(n)的时间次序对幅值的曲线图。比较两个曲线可以得知，与目前传输模式(假设为2K模式)对应的系数h0(n)，类有周期性出现的“高原期”(plateaus)。两个高原期的时间间距恰为Ts＝Tu+Tg。因此，Tu及Tg可以经由两个高原期的间距进行判断。
图5A及图5B显示了本发明中所使用的两个系统辨识器。
系统辨识器5a包括了一个2K延迟单元51a、一6K延迟单元52a、两个乘法器53a及54a、以及一加法器55a。延迟单元51a将数字信号r(n)延迟2K个数据位元长度，而6K延迟单元52a则再将其延迟6K个数据位元长度。乘法器53a与54a分别产生经由2K延迟单元51a输出的延迟信号与h0(n)的乘积信号，以及经由6K延迟单元52a输出的延迟信号与h1(n)的乘积信号。加法器55a则输出两个乘积信号的加总信号y(n)。加法器56将信号d(n)及y(n)相减后产生误差信号e(n)，而送至图6中所显示的系数更新电路6。系数更新电路6将新的系数h0(n+1)及h1(n+1)送回乘法器53a及54a中。
系统辨识器5b则包括了一个6K延迟单元51b、一2K延迟单元52b、两个乘法器53b及54b、以及一加法器55b。延迟单元51b将数字信号r(n)延迟6K个数据位元长度，而2K延迟单元52b则再将其延迟2K个数据位元长度。乘法器53b与54b分别产生原始信号r(n)与h1(n)的乘积信号，以及经由6K延迟单元51b输出的延迟信号与h0(n)的乘积信号。加法器55b则输出两个乘积信号的加总信号y(n)。加法器56将信号d(n)(延迟r(n)8K数据位元长度后得到的信号)及y(n)相减后产生误差信号e(n)，而送至图6中所显示的系数更新电路6。系数更新电路6将新的系数h0(n+1)及h1(n+1)送回乘法器54b及53b中。
2K传输模式的侦测是利用系数信号h0(n)，而8K传输模式则使用h1(n)。这两个系数更新的方法是利用最小方均法，其更新函式为y(n)＝HH(n)X(n)..............................(1)e(n)＝d(n)-y(n)..............................(2)H(n+1)＝H(n)+A(n)X(n)e*(n)......(3)其中，H(n)＝[h0(n)，h1(n)]T为系数向量，上标T代表转置(Transposition)而H代表其为自偶(Hermitian)。X(n)代表相对于H(n)的输入向量。系数更新的调整量即为第(3)式中右侧的第二项A(n)X(n)e*(n)，其中A(n)为一由步距值α0(n)及α1(n)所组成的对角方阵。α0(n)及α1(n)分别决定了h0(n)及h1(n)调整量的大小。上标e*(n)则为e(n)的共轭复数。
步距信号αi(n)(i＝0，1)决定了系数hi(n)的收敛特性，包含了收敛速度及在稳态后的波动量。较大的步距值可以使系数的收敛速度加快，但却会在稳态时产生较大的波动量。相反地，较小的的步距值可以降低在稳态时产生的波动量，但系数的收敛速度较慢。
图6是本发明一实施例中的系数更新电路。其包括了一振幅撷取器61、步距调整电路62及一修正项计算电路63。h0(n)及h1(n)的幅值由振幅撷取器61取得后送至步距调整电路62而依此产生步距信号α0(n)及α1(n)。步距调整电路62将稍后再详细说明。修正项计算电路63自步距调整电路62取得步距信号α0(n)及α1(n)，并自加法器56取得误差信号e(n)后，依此计算出新的系数h0(n+1)及h1(n+1)，然后将其送回系统辨识器5a或5b，以及振幅撷取器61。边缘侦测器71亦接收来自振幅撷取器61的h0(n)及h1(n)的幅值。如图4B所示，进行边缘侦测必需使用一预设的临限值TH。之后，模式及防护时区辨识器72便依据侦测器71所侦测的信号边缘判断出目前所使用的传输模式及防护时区长度。
步距调整电路62是用以使系数信号h0(n)及h1(n)的边缘更加锐利，而让边缘侦测器71更容易、准确地找出信号边缘的位置。借由步距调整器62的使用，系数h0(n)及h1(n)可以快速地在瞬时中进行收敛，且在稳态时具有较低的波动量。步距调整器62的功能函数可以由以下式子表示If‖hi(n)|-|hi(n-N)‖＞βαi(n+1)＝min{αmax，Kαi(n)}Elseαi(n+1)＝max{αmin，kαi(n)}其中，N代表时间次序的差值，β则用以分辨目前的系数值是否位于瞬时或是稳态，K为大于1的常数，而k则介于0与1之间，αmax及αmin则是αi(n)的边界值。这些参数值均是预前设定的。因此，简单地说，在瞬时中，步距值会逐渐加大，而在稳态时，步距值则会缩小。
图7是本发明一实施例中的正交分频多任务信号接收方法的流程图。
在步骤S1中，接收一来自正交分频多任务发射器的射频信号。该射频信号是经由正交分频多任务处理进行调变，而载有正交分频多任务符号。
在步骤S2中，将该射频信号转换为中频信号并放大。
在步骤S3中，将该中频信号转换为一数字信号r(n)。
在步骤S41中，对数字信号r(n)执行以下的传输模式侦测步骤S411～S416。
在步骤S411中，将数字信号r(n)分别延迟2K及8K个数据位元长度。
在步骤S412中，分别将该两延迟后的数字信号与系数信号h0(n)及h1(n)相乘而得到两个乘积信号并进行加总，最后得到一总和信号y(n)。
在步骤413中，经由将该数字信号r(n)减去该总和信号y(n)而得到一误差信号e(n)。
在步骤414中，撷取系数信号h0(n)及h1(n)的振幅而分别得到两个步距信号α0(n)及α1(n)。步距信号α0(n)及α1(n)是由以下关系式得到If‖hi(n)|-|hi(n-N)‖＞βαi(n+1)＝min{αmax，Kαi(n)}Elseαi(n+1)＝max{αmin，kαi(n)}其中，N代表时间次序的差值，β则用以分辨目前的系数值是否位于瞬时或是稳态，K为大于1的常数，而k则介于0与1之间，αmax及αmin则是αi(n)的边界值。这些参数值均是预前设定的。因此，简单地说，在瞬时中，步距值会逐渐加大，而在稳态时，步距值则会缩小。
在步骤415中，依据该误差信号e(n)及步距信号α0(n)及α1(n)分别更新系数信号h0(n)及h1(n)。
在步骤416中，侦测系数信号h0(n)及h1(n)的振幅边缘。目前所使用的传输模式及防护时区长度便是依据此处所测得的信号边缘进行判断。若没有测得有效的信号边缘，则重复步骤S411～415。
在步骤S5中，在传输模式的侦测后，依序进行时域数字信号处理以及频域数字信号处理。经过时域及频域的数字信号处理后，中频的正交分频多任务信号便被降频至基频信号，且进行同步化、循环前辍的移除、快速傅立叶转换以及通道的估测与等化。
在步骤S6中，在时域及频域数字信号处理之后，进行通道译码及反交错。在DVB-T发射器中，正交分频多任务信号的产生包括了为达到能量分散目的进行的传输多任务修正及随机化、外部编码及交错、内部编码及交错、以及信号集对映等步骤。因此，为了在接收端能够将原始信号回复，便必需进行相对的反向步骤。这些反向步骤即为通道译码及反交错。
最后，在步骤S7中，便可得到被回复的原始数据，如MPEG-2影像数据。
图8是本发明另一实施例中的正交分频多任务信号接收方法的流程图。
从图8可知，其步骤流程是类似于图7，除了在步骤S42中的传输模式侦测。为了说明的简洁，以下仅针对步骤S42进行详细说明。
在步骤S421中，将数字信号r(n)分别延迟6K及8K个数据位元长度。
在步骤S422中，分别将原始的数字信号r(n)及延迟6K后的数字信号与系数信号h1(n)及h0(n)相乘而得到两个乘积信号并进行加总，最后得到一总和信号y(n)。
在步骤423中，经由将该延迟8K数据位元长度的数字信号d(n)减去该总和信号y(n)而得到一误差信号e(n)。
在步骤424中，撷取系数信号h0(n)及h1(n)的振幅而分别得到两个步距信号α0(n)及α1(n)。步距信号α0(n)及α1(n)是由以下关系式得到If‖hi(n)|-|hi(n-N)‖＞βαi(n+1)＝min{αmax，Kαi(n)}Elseαi(n+1)＝max{αmin，kαi(n)}其中，N代表时间次序的差值，β则用以分辨目前的系数值是否位于瞬时或是稳态，K为大于1的常数，而k则介于0与1之间，αmax及αmin则是αi(n)的边界值。这些参数值均是预前设定的。因此，简单地说，在瞬时中，步距值会逐渐加大，而在稳态时，步距值则会缩小。
在步骤425中，依据该误差信号e(n)及步距信号α0(n)及α1(n)分别更新系数信号h0(n)及h1(n)。
在步骤426中，侦测系数信号h0(n)及h1(n)的振幅边缘。目前所使用的传输模式及防护时区长度便是依据此处所测得的信号边缘进行判断。若没有测得有效的信号边缘，则重复步骤S421～425。
综合上述，本发明提供了一种正交分频多任务接收器及接收方法，其中是利用了适应性系统辨识及边缘侦测的概念而可找出目前所使用的传输模式及防护时区长度。经由检查适应性系统辨识器中系数信号所出现的高原期间距，便可以决定传输模式及防护时区长度。同时，此适应性系统辨识器中的步距值可进行动态调整，使得侦测系数信号的边缘更加容易与准确，也使得系数信号在稳态时的波动较小。
权利要求
1.一种正交分频多任务信号的接收方法，用以处理一来自一正交分频多任务发射器的射频信号，包括以下步骤接收该射频信号并将该射频信号转换为中频信号；将该中频信号转换为一数字信号；侦测该数字信号中的一传输模式及防护时区长度，包括以下步骤延迟该数字信号一第一及第二数量的数据位元；分别将该两延迟后的数字信号与一系数信号相乘并将两乘积信号加总而得到一总和信号；将该数字信号减去该总和信号而得到一误差信号；撷取该系数信号的振幅而得到复数步距信号；依据该误差信号及该步距信号更新该系数信号；侦测该系数信号的振幅边缘；以及依据该侦测到的振幅边缘决定该防护时区长度及传输模式；对该数字信号进行时域及频域上的数字处理；以及对该数字信号进行通道译码及反交错处理。
2.根据权利要求1所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该第一及第二数量是2048及8192。
3.根据权利要求1所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该步距信号是α0(n)及α1(n)，借由下列式子求得If||hi(n)|-|hi(n-N)||＞βαi(n+1)＝min{αmax，Kαi(n)}Elseαi(n+1)＝max{αmin，kαi(n)}其中，N是一预设的时间差，β是一默认值，K是一预设的常数且大于1，k是一预设的常数且介于0与1之间，而αmax及αmin是αi(n)的边界值。
4.一种正交分频多任务信号传输模式的侦测方法，包括以下步骤将一正交分频多任务信号延迟一第一及第二数量的数据位元；分别将该两延迟后的正交分频多任务信号与一系数信号相乘并将两乘积信号加总而得到一总和信号；将该正交分频多任务信号减去该总和信号而得到一误差信号；撷取该系数信号的振幅而得到复数步距信号；依据该误差信号及该步距信号更新该系数信号；侦测该系数信号的振幅边缘；以及依据该侦测到的振幅边缘决定该正交分频多任务信号的防护时区长度及传输模式。
5.根据权利要求4所述的正交分频多任务信号传输模式的侦测方法，其中该第一及第二数量是2048及8192。
6.根据权利要求4所述的正交分频多任务信号传输模式的侦测方法，其中该步距信号是α0(n)及α1(n)，借由下列式子求得If||hi(n)|-|hi(n-N)||＞βαi(n+1)＝min{αmax，Kαi(n)}Elseαi(n+1)＝max{αmin，kαi(n)}其中，N是一预设的时间差，β是一默认值，K是一预设的常数且大于1，k是一预设的常数且介于0与1之间，而αmax及αmin是αi(n)的边界值。
7.一种正交分频多任务接收器，其特征在于所述接收器包括一前端电路，接收该射频信号并将该射频信号转换为中频信号；一模拟-数字转换器，将该中频信号转换为一数字信号；一模式侦测器，侦测该数字信号中的一传输模式及防护时区长度，包括一延迟单元，延迟该数字信号一第一及第二数量的数据位元；一乘法器，分别将该两延迟后的数字信号与一系数信号相乘而得到两乘积信号；一第一加法器，将两乘积信号加总而得到一总和信号；一第二加法器，将该数字信号减去该总和信号而得到一误差信号；一振幅撷取器，撷取该系数信号的振幅；一步距调整电路，依据该振幅撷取器输出的振幅产生复数步距信号；一修正项计算电路，依据该误差信号及该步距信号更新该系数信号；一边缘侦测器，侦测该系数信号的振幅边缘；以及一模式辨识器，依据该侦测到的振幅边缘决定该防护时区长度及传输模式；一频域及时域数字处理器，对该数字信号进行时域及频域上的数字处理；以及一通道译码及反交错器，对该数字信号进行通道译码及反交错处理。
8.根据权利要求7所述的正交分频多任务接收器，其特征在于该第一及第二数量是2048及8192。
9.根据权利要求7所述的正交分频多任务接收器，其特征在于该步距信号是α0(n)及α1(n)，借由下列式子求得If||hi(n)|-|hi(n-N)||＞βαi(n+1)＝min{αmax，Kαi(n)}Elseαi(n+1)＝max{αmin，kαi(n)}其中，N是一预设的时间差，β是一默认值，K是一预设的常数且大于1，k是一预设的常数且介于0与1之间，而αmax及αmin是αi(n)的边界值。
10.一种正交分频多任务接收器中的模式侦测器，其特征在于所述模式侦测器包括一延迟单元，将一正交分频多任务信号延迟一第一及第二数量的数据位元；一乘法器，分别将该两延迟后的正交分频多任务信号与一系数信号相乘而得到两乘积信号；一第一加法器，将两乘积信号加总而得到一总和信号；一第二加法器，将该正交分频多任务信号减去该总和信号而得到一误差信号；一振幅撷取器，撷取该系数信号的振幅；一步距调整电路，依据该振幅撷取器输出的振幅产生复数步距信号；一修正项计算电路，依据该误差信号及该步距信号更新该系数信号；一边缘侦测器，侦测该系数信号的振幅边缘；以及一模式辨识器，依据该侦测到的振幅边缘决定该正交分频多任务信号的防护时区长度及传输模式。
11.根据权利要求10所述的正交分频多任务接收器中的模式侦测器，其特征在于该第一及第二数量是2048及8192。
12.根据权利要求10所述的正交分频多任务接收器中的模式侦测器，其特征在于该步距信号是α0(n)及α1(n)，借由下列式子求得If||hi(n)|-|hi(n-N)||＞βαi(n+1)＝min{αmax，Kαi(n)}Elseαi(n+1)＝max{αmin，kαi(n)}其中，N是一预设的时间差，β是一默认值，K是一预设的常数且大于1，k是一预设的常数且介于0与1之间，而αmax及αmin是αi(n)的边界值。
全文摘要
本发明提供一种正交分频多任务信号传输模式的侦测方法，包括以下步骤。将一正交分频多任务信号延迟一第一及第二数量的数据位元。分别将该两延迟后的正交分频多任务信号与一系数信号相乘并将两乘积信号加总而得到一总和信号。将该正交分频多任务信号减去该总和信号而得到一误差信号。撷取该些系数信号的振幅而得到复数步距信号。依据该误差信号及该些步距信号更新该些系数信号。侦测该些系数信号的振幅边缘。依据该些侦测到的振幅边缘决定该正交分频多任务信号的防护时区长度及传输模式。
文档编号H04L27/26GK1540946SQ200310119439
公开日2004年10月27日 申请日期2003年12月22日 优先权日2003年4月24日
发明者崔义明 申请人:矽统科技股份有限公司