提供多维cpm波形的方法、设备、计算机程序产品和装置的制作方法

专利名称：提供多维cpm波形的方法、设备、计算机程序产品和装置的制作方法
技术领域：
本发明的示例性和非限制性实施例一般地涉及将信息调制到诸如射频载波这样的载波的方法、装置和计算机程序产品，并且更具体地，涉及一类称为连续相位调制器(continuous phase modulator)的调制器。

背景技术：
附上所定义的以下缩略词 BLER 误块率 BPF带通滤波器 BPSK 二进制相移键控 CE 卷积编码器 CPE连续相位编码器 CPM连续相位调制 DFT离散傅里叶变换 DL 下行链路(例如，从基站到移动设备) GMSK 高斯最小频移键控 GSM全球移动通信系统 LPF低通滤波器 MM 无记忆调制器 M-QAM M元QAM(M-ary QAM) OFDM 正交频分复用 QAM正交幅度调制 QPSK 正交相移键控 TPD倾斜(tilted)相位分解 UL上行链路(例如，从移动设备到基站) 日益增长的对在衰落信道上进行高数据速率传输的需求已经激发了对利用高频谱效率的信令方法的兴趣。虽然CPM的连续相位特性使得可以定义具有窄主频谱波瓣和小频谱旁瓣的方案，但是该信令格式阻止传输诸如M-QAM这样的复星座图信号(complex constellations)。因此，尽管已知CPM的功率和带宽均有效，从而使得对于UL传输是理想的，但是仍然需要缩小在接受CPM与其它更广泛利用的调制方法之间的差距。
为了更全面地理解本发明的示例性实施例，现在提供对常规CPM的简要描述。
在第n个符号间隔上，二进制单h CPM(single-h CPM)波形可以被表示为 其中T表示符号持续时间，ai∈{±1}是二进制数据比特，并且h是调制指数。相位响应函数q(t)是频率函数f(t)的积分，频率函数f(t)在时间区间(0，LT)之外为零并且被这样标度(scale)以便 M元单h CPM波形是二进制单h情况的逻辑扩展，其中信息符号现在是多电平的例如，ai∈{±1，±3，...，±(M-1)}。
最后，M元多h CPM波形可以被记为 其中ai∈{±1，±3，...，±(M-1)}，并且调制指数hn假设其值在集合{h(1)，...，h(Nh)}上。在一个实现中，例如，调制指数可以在允许值的集合上循环。
考虑(2)中的约束，可以示出CPM的这些变体中的任何一个均可以被记为 累积相位项(cumulative phase term)受到所有过去符号的影响，对此，q(t-nT)已经达到其最终值1/2。当调制指数是有理数(例如，当h(i)＝2K(i)/P，其中K(i)和P是互素的整数)时，则累积相位项属于基数(cardinality)P的时不变集合，其中各点在单位圆上间隔均匀，例如因此，常规CPM可以被描述为有限状态机，其信号完全由当前输入an以及下面的状态变量来定义
通过定义，状态变量sn从基数P·ML-1的集合中得出。
在所有这些情况下，输入符号都从实整数值集合中得出。清楚地，禁止复星座图，因为ai+jbi(其中)形式的输入符号将造成传输波形的包络上的变化并由此损坏其恒定包络特性。此外，为了利用该波形的有限状态机特性，符号被限于整数集合，并且调制指数被限于有理数。
发明人已知的对于设计具有更高频谱效率的CPM方案的一些常规努力都是在经典CPM的约束(有理数调制指数以及整数值星座图)下进行操作。下面是这些方案的几个例子。
T.Svensson和A.Svensson在“On convolutionally encoded partialresponse CPM，”Proc.IEEE Vehicular Technology Conference，Amsterdam，The Netherlands，Sept.1999，vol.2，pp.663-667中发现了在关于频谱屏蔽(spectrum mask)的约束下用于不同字母表大小(alphabetsizes)和相位脉冲长度的未编码CPM方案。
D.Asano、H.Leib和S.Pasupathy在“Phase smoothing functions forfull response CPM，”Proc.IEEE Pacific Rim Conference onCommunications，Computers and Signal Processing，June 1989，pp.316-319中研究了相位脉冲的优化，用于为二进制全响应CPM最小化有效带宽和BER。
在M.Campanella、U.Lo Faso和G.Mamola的“Optimumbandwidth-distance performance in full response CPM systems，”IEEETransactions on Communications，vol.36，no.10，pp.1110-1118，Oct.1988中，导出了一种在规定的最小欧几里德距离的情况下用于二进制全响应CPM的最优相位脉冲的分析解决方案。
D.Asano、H.Leib和S.Pasupathy在“Phase smoothing functions forfull response CPM，” Proc.IEEE Pacific Rim Conference onCommunications，Computers and Signal Processing，June 1989，pp.316-319中研究了对相位脉冲的优化，用于为二进制全响应CPM最小化有效带宽和BER。
在M.Campanella、U.Lo Faso和G.Mamola的“Optimumbandwidth-distance performance in full response CPM systems，”IEEETransactions on Communications，vol.36，no.10，pp.1110-1118，Oct.1988中，导出了一种在规定的最小欧几里德距离的情况下用于二进制全响应CPM的最优相位脉冲的分析解决方案。
所有这些常规CPM方法都约束了符号星座图以及调制指数。
此外，常规CPM具有时不变有限维(累积)相位状态空间。当调制指数h＝2K/P(K和P是互素整数)时，则累积相位可以仅假设P个不同值中的一个

因此，常规CPM信号的累积相位假设了在单位圆上等间隔的值，并且其状态空间完全由向量s＝[θn，σn]来描述，其具有总计PML-1个时不变的不同值。
对于常规CPM的倾斜相位表示(tilted phase representation)的讨论，参见B.Rimoldi的“A decomposition approach to CPM”，IEEE Trans.OnInformation Theory，vol.34，no.2，March 1998，pp.260-270以及B.Rimoldi的“Coded continuous phase modulation using ring convolutional codes”，IEEE Trans.On Communications，vol.43，no.11，Nov.1995，pp.2714-2720。
在“A decomposition approach to CPM”中，Rimoldi示出了可如何在编码器是线性的(模为M)和时不变的方式下，将单h CPM系统分解成后面接MM的CPE。该替代信号表示已经被包含成为很多后续CPM研究的主导元素，因为它提供了两个不同的优点(1)该表示迫使相位轨迹(phase trajectory)成为时不变的(这简化了用于最优检测的接收机设计)；以及(2)它还提供了对用于生成卷积编码的CPM波形的简化发射机体系结构的理解(如在“Coded continuous phase modulation using ringconvolutional codes”中所公开的)。简而言之，Rimoldi的倾斜相位表示利用了以下事实由于卷积码和CPE是在相同的代数(模M的整数环(ringof integers modulo M))上，因此CPE的状态可以被反馈回来并且由卷积编码器使用。该概念在图1A和图1B中示出，其分别仿照来自B.Rimoldi的“Coded continuous phase modulation using ring convolutional codes”，IEEE Trans.On Communications，vol.43，no.11，Nov.1995，pp.2714-2720中的图1和图4。
图1示出了在调制指数h＝K/P的情况下M元CPM方案的框图。该CPM方案被分解成后面尾随MM的CPE。图2示出了M元CPM方案与在模M的整数环上的外部卷积编码器的组合。CE和CPE这二者的输入和输出都是M元的。


发明内容
根据本发明的示例性实施例是一种用于提供多维连续相位调制波形的方法。选择基向量空间

将该基向量空间v的元素乘以集合

的信息符号λi，m，以便为

个信号维(signaldimensions)中的每一个获得乘积。这些乘积中的至少一个是无理数。通过恒定包络波形在第n个符号间隔中发射每个所述乘积，所述恒定包络波形在

维上具有连续相位调制。
根据本发明的另外的示例性实施例是一种用于提供多维连续相位调制波形的设备。所述设备包括处理器，该处理器被配置以便选择基向量空间

并且被配置以便将所述基向量空间v的元素乘以集合

的信息符号λi，m，以便为

个信号维中的每一个获得乘积。这些乘积中的至少一个是无理数。所述设备具有发射机，该发射机被配置以便通过恒定包络波形在第n个符号间隔中发射每个所述乘积，所述恒定包络波形在

维上具有连续相位调制。
根据本发明的进一步的示例性实施例是一种包括用于提供多维连续相位调制波形的计算机程序的计算机可读介质。所述程序包括选择基向量空间

所述程序将所述基向量空间v的元素乘以集合

的信息符号λi，m，以便为

个信号维中的每一个获得乘积。这些乘积中的至少一个是无理数。所述程序包括指令，用于通过恒定包络波形在第n个符号间隔中发射每个所述乘积，所述恒定包络波形在

维上具有连续相位调制。
根据本发明的另外的示例性实施例是一种用于提供多维连续相位调制波形的装置。所述装置包括用于选择基向量空间

的装置。所述装置还具有用于将所述基向量空间v的元素乘以集合

的信息符号λi，m以便为

个信号维中的每一个获得乘积的装置。这些乘积中的至少一个是无理数。所述装置具有用于通过恒定包络波形在第n个符号间隔中发射每个所述乘积的装置，所述恒定包络波形在

维上具有连续相位调制。
在特定的示例性实施例中，用于选择的装置和用于相乘的装置包括处理器；并且用于发射的装置包括发射机。



在附图中 图1A和1B示出了使用CPE和MM在调制指数h＝K/P的情况下发射M元CPM方案(图1A)，以及M元CPM方案与模M的整数环上的外部卷积编码器的组合(图1B)； 图2是根据本发明的示例性实施例的装置的简化框图，该装置包括根据多维CPM教导进行操作的调制器； 图3是部分以框图的形式图示了包括多维CPM调制器的广义发射机的示例性电路图； 图4是部分以框图的形式图示了包括多维CPM解调器的广义接收机的示例性电路图； 图5示出了多维CPM相对于常规CPM和BPSK/QPSK/16-QAM的互信息率(mutual information rate)的比较； 图6示出了常规CPM(h＝1)以及多维CPM(h＝1)的功率谱的比较； 图7示出了常规CPM(h＝1/4)以及多维CPM(h＝1/4)的功率谱的比较； 图8示出了常规CPM(h＝1/2)以及多维CPM(h＝1/2)的功率谱的比较； 图9示出了常规CPM(h＝1/3)以及多维CPM(h＝1/3)的功率谱的比较； 图10示出了对于L＝2，升余弦频率脉冲成形，h＝1/2的常规二进制CPM以及四进制CPM(M＝2相对于M＝4)的频谱的比较； 图11是广义相位状态转移图，其指示了随时间而变的状态转移以及在每个时刻的相位状态的最大数目； 图12是示出了用于描述对于而言随时间而变以及随调制指数而变的多维CPM所需的相位状态数的示图； 图13图示了当h＝1/2时(连续)相位状态空间的轨迹； 图14图示了在500个符号间隔上的多维CPM的累积相位； 图15根据本发明的示例性实施例示出了使用相位响应脉冲成形在500个符号间隔上的多维CPM的累积相位； 图16示出了在500个符号间隔上的多维CPM的累积相位； 图17根据本发明的实施例图示了使用相位响应脉冲成形在500个符号间隔上的多维CPM的累积相位； 图18图示了在500个符号间隔上的多维CPM的累积相位； 图19示出了在500个符号间隔上的多维CPM的累积相位； 图20呈现了标度相位响应函数以达到所期望的最终值的例子，其中所得到的函数既平滑又连续； 图21是部分以框图的形式图示了根据本发明的实施例的广义发射机的示例性电路图，其中广义发射机包括使用特殊的数据相关的尾部符号(data-dependent tail symbol)的多维CPM调制器； 图22是实现了对于h＝K/P的多维CPM的广义倾斜相位分解的电路的框图； 图23是图示了在多维CPM信号的累积相位的常规(C)定义与使用倾斜相位分解(TPD)的累积相位状态的总数目之间的比较的示图； 图24是图示了多维CPM方案与在模M的整数环上的外部CE的组合的电路框图，其中CE和CPE这二者的输入和输出都是M元的(对于该特定信号维数来说由适当的基进行加权)；以及 图25图示了根据本发明的实施例的方法的流程图。

具体实施例方式 本发明的示例性实施例提供了一种多维CPM装置和方法。
根据本发明的示例性实施例克服了上述问题之一(例如，在常规CPM中，符号被限制于整数集，并且调制指数被限制成有理数)，以便将CPM一般化成更宽泛的信令类别。
如上所述，将CPM设计成具有更高频谱效率的常规方法约束了符号星座图和调制指数。然而，使用本发明的示例性实施例使得符号星座图开放到具有大得多的基数的集合(通过还包括了有理数和无理数)。我们可以使用优化技术，以便找到这样的符号星座图，即相比于发明人已知的常规方法，该符号星座图实现了新颖的CPM波形并且或者对其特征进行改进。
现在描述的是一种用于设计更具频谱效率的CPM装置和波形的方法。示例性实施例(可以被一般地归类为多维CPM)具有常规CPM的连续相位和恒定包络特性，以便使得功率谱被很好地定义。然而，在此所描述的本发明方法的一个显著方面(用于明确地将其与发明人已知的常规CPM方法区分开来)在于考虑这样的星座图，即这些星座图被构造于向量空间中，或者作为与代数数域(algebraic number field)相关联的点阵(lattices)。因此，所发射的信息符号(假设在实线(real line)上的值)并不一定局限于整数或有理数。
实际上来说，向量空间构造暗示我们定义N维向量基v＝[v1 Λ vN](这可以根据N维点阵的基的元素来定义)，并且然后使用所定义的向量基，以便在每个符号间隔期间，在所发射的波形的相位中发送N个信息符号

(下面描述了其细节)。尽管这些信息符号本身仍然可以从常规的整数值符号星座图得到，然而，从实点阵得到的向量基的元素可以是有理数或无理数。因此，有效发射的信息符号(其被分别定义为向量基元素与实际信息符号的乘积)，{vnλi，n}n＝1N，可以是有理数或无理数。
常规CPM被用于每间隔发送一个信息符号，相对于可以发送复数符号或者可以在相同的时间段上采用幅度和相位调制的其它调制方法，这限制了其频谱效率。虽然用于增加其效率的CPM波形的幅度调制是一种备选方案，但是在此并没有进一步考虑这种方法，因为所期望的目的是保持CPM波形的恒定包络特性，以便其可以在不使波形的信息承载部分失真的情况下与具有成本效益的非线性功率放大器一起使用。本发明的示例性实施例通过以下方式来解决这一问题定义能够在每个传输间隔期间发射多维信息符号的恒定包络连续相位信号。因而，本发明的示例性实施例将CPM一般化成更宽泛的信令类别，其能够以恒定幅度、连续相位格式在每个符号间隔发送超过一个的信息符号。
通过移除已经施加在CPM上的经典限制中的一些，提供了一种装置，由此获得更为稳健的CPM信号设计，相比于常规CPM，这已经增强了频谱容度(containment)、更高的容量以及更低的拦截可能性。因而，使得我们能够基于多个性能准则来优化多维CPM。
现在描述的是新提出的一类恒定包络的连续相位信号，这些信号将其调制符号构造为向量空间中较高维度的调制或者与代数域相关联的点阵。
代数域移除了与使用常规的复星座图(例如M-QAM)相关联的一些限制，其并不明确地适合CPM信号模型。在其它情况下已经提出了实的基于点阵的星座图(real lattice-based constellations)，作为具有频谱效率的备选方案用于在瑞利衰落信道上传输。在接下来的描述中，它们被用作设计针对常规M元CPM的一类更具频谱效率的备选方案的机制。
常规CPM使用M元符号星座图，其中从实整数集{-(M-1)，...-1，1，...，(M-1)}获得该符号集。通过定义，M＝2K，并且K是整数。由于信息符号被编码到所发射的信号的相位中，因此它们被限于实线(否则将失去恒定包络特性)。
多维CPM 现在提供对多维CPM信令的详细描述。尽管公式是针对单h多维CPM提供的，然而应当注意，本发明的示例性实施例也应用于多h对应物。
通常将多维CPM波形的复数基带等效定义为 s(t，λ)＝ejφ(t，λ)，(6) λ表示多维信息序列。假设在时间t＝0开始发射，那么在第n个符号间隔上，携带信息的相位(information carrying phase)可以被表示为 其中

是携带信息的基向量(information-carryingbasic vector)，并且λi，m是在每个信号维上携带的

元信息符号。因此，这里应当注意，

-多维CPM调制被用作M元CPM的备选方案，因为这二者都可以在每个符号间隔期间携带相同数目的信息符号
相位响应函数全都满足广义约束 而更常规的方法将假设qm(t)＝1/2。L表示发射波形的记忆长度。
多维CPM被设想用于与上行链路传输一起备选使用，其中，使用较少成本、功率高效的非线性功率放大可以用于帮助增加电池寿命。该布置将解调和解码的责任置于基站，并且其有益于可能对DL使用OFDM以及对UL使用多维CPM的网络。
几种观察是相关的。首先，不同于分派最终值q(LT)＝1/2的常规CPM，该广义公式对相位响应并没有这样的限制。如下面所阐明的，该特征在控制多维CPM波形的状态空间上提供了更大的灵活性。
其次，对基向量v的仅有限制在于它由实元素组成。因此，该模型在相位变元(phase argument)中无条件地包括有理数和无理数。因此，在每维上发送的有效信息符号是λi，mvm，其可以是无理数。
在(8)中的约束导致了以下分别给出的就部分响应分量和广义累积相位项θn而言对于(8)中的相位函数的等效表示 在第n个符号间隔上，多维CPM完全由以下内容来描述相位响应函数的集合


个当前输入符号
相关状态向量(correlative state vector)(其描述了在每个信号维上的

个过去的信息符号)
以及累积相位项θn(其累积了来自过去的符号的贡献)，如(9)中所定义的。
作为例子，考虑2元多维CPM构造(M＝4)，其中并且信息符号λi∈{-1，+1}是二进制的。在这种情况下，有效信息符号集合由

给出，其包括两个无理元素。
多维CPM的累积相位项被定义为 累积相位项的特性取决于所选择的向量基v以及对于每个信号维的相位响应函数的最终值qm(LT)。在先前的例子中，当λi∈{-1，+1}并且q1(LT)＝q2(LT)＝1/2时，则 作为第二例子，现在考虑λi∈{-1，+1}并且qm(LT)＝0的情况。于是，θn＝0并且状态空间仅具有一个成员。因而，累积相位项是这样的参数，即该参数的特征可以通过在此公开的新颖的信号模型的灵活性来形成。
已经提供了这些例子来说明由于生成多维CPM波形而可以导致的信号特征的多样性。可以探究该多样性，以便将状态空间设计成具有所期望的特性。
现在提供依照本发明的示例性实施例的多维CPM与其它较为常规的信令格式之间在两个关键领域中的比较，这两个关键领域是互信息率和频谱占用率。
互信息率(按照每信道使用的比特(bits per channel use)来测量)是在使用诸如16-QAM或BPSK这样的特定调制方案的约束下的理论信道容量。互信息率由香农容量(Shannon capacity)来限定上界，其量化了在所有调制格式上的最大可能信道容量(例如，无约束容量)。
为了在数值上研究多维CPM的优点，已经运行了Monte Carlo(蒙特卡洛)仿真，以便计算其在离散无记忆信道中的理论互信息率。另外，已经使用Monte Carlo仿真技术将BPSK、QPSK、(矩形)16-QAM和常规CPM的互信息率计算为信噪比(Es/E0)的函数。
图5含有对于多维CPM(当h＝1、L＝2、和升余弦频率脉冲成形)与常规CPM(当h＝1、L＝2、M＝4并且使用升余弦频率脉冲成形时)的互信息率的直接比较。此外还示出了BPSK、QPSK和矩形16-QAM的互信息率作为信噪比的函数。如该图中所清晰易见的，在-10dB至10dB范围中的信噪比上，多维CPM波形具有所示出的所有信号中的最高互信息率，这意味着该调制格式在其正在比较的所有其它调制格式中具有最高的约束容量。
已经通过对多维CPM和常规CPM的自相关的分析计算而研究了频谱占用率。一旦被计算出，自相关便经由离散傅立叶变换运算被变换到频域中，并且用于数值估计理论频谱。在图6中，示出了多维CPM对于(1)h＝1、L＝2、(2)在升余弦频率脉冲成形情况下的h＝1、L＝2、和和(3)常规CPM(其中h＝1、L＝2、M＝4并且使用升余弦频率脉冲成形)的频谱的比较。图6清楚地示出了多维CPM波形相比于常规CPM具有更好的频谱占用率。另外，出现在常规CPM频谱中的谱线(spectral line)并不存在于多维CPM，这意味着，至少对于所示出的情况来说，多维CPM表现出优越的频谱效率。
图7至图9中也示出了对于各种多维CPM和常规CPM信令格式的频谱占用率比较。在这些图中的频谱都表明相比于常规CPM，多维CPM具有更紧凑的频谱占用率，这使得对于多维CPM来说，符合频谱屏蔽(spectral mask)成为了更简单的任务。
图7示出了对于常规CPM(M＝4、L＝2、升余弦频率脉冲成形、h＝1/4)与多维CPM(M＝4、L＝2、h＝1/4、升余弦、和的功率谱的比较。图8示出了对于常规CPM(M＝4、L＝2、升余弦频率脉冲成形、h＝1/2)与多维CPM(M＝4、L＝2、h＝1/2、升余弦、和的功率谱的比较。图9示出了对于常规CPM(M＝4、L＝2、升余弦频率脉冲成形、h＝1/3)与多维CPM(M＝4、L＝2、h＝1/3、升余弦、和的功率谱的比较。
图10示出了对于h＝1/2和L＝2(升余弦频率脉冲成形)的二进制CPM相对于四进制CPM的频谱的比较。图10强调了以下事实通过增加调制阶数(例如，通过增加调制中的电平数)，我们可以改进CPM信号的频谱特性。因此，如果2元多维CPM相比于4元(四进制)常规CPM具有更窄的频谱，那么其也具有比常规二进制CPM更窄的频谱。包括在这类二进制CPM波形中的一种重要波形是GMSK，其被用于GSM标准中。因此，正确地设计多维CPM波形所得到的信号相比于相应的二进制或四进制CPM波形来说具有更窄的主瓣和更低的旁瓣。
基于前述描述，应当理解，对根据本发明的示例性实施例的多维CPM波形的使用提供了在通信信号分类的至少三个主要领域中的改进。
频谱容度可以选择向量基和相位响应函数，以便最大化发射波形的频谱特性。这可以转换成相对于常规CPM来说更窄的主瓣、更低的旁瓣或者不存在谱线。
频谱效率可以选择向量基和相位响应函数，以便最大化每信道使用的比特数(例如，约束容量)。
较低的拦截可能性所增加的信号的复杂性降低了窃听者可以解码或中断信号传输的可能性。
参照图2，示出了包括有耦合到根据本发明的示例性实施例进行操作的M维CPM调制器14的信息源12的装置(例如，用户设备或用户装置(UE)10)的简化框图。该M-D CPM调制器14的输出耦合到放大器，例如高效非线性放大器16，而该放大器又具有耦合到天线18的输出。天线18向信道发射所产生的M-D CPM波形19作为恒定包络连续相位信号(其能够在每个传输间隔期间传送多维信息符号)。也就是说，所产生的M-D CPM波形19是能够以恒定幅度、连续相位格式在每个符号间隔发送超过一个信息符号的波形。M-D CPM调制器14生成调制符号，作为向量空间中的较高维的调制，或者作为与代数域相关联的点阵。
所发射的M-D CPM波形19可以被基站(未示出)接收，在基站中其被解调以便检索从信息源12输出的信息。该信息可以被表示为对诸如语音这样的声信号进行编码的数据，或者其可以是诸如用户数据和/或信令数据的数据。
在根据本发明的实施例中，M-D CPM波形19是一种这样的波形，即在其中，根据对以下作为两个非限制性例子的使用来减小相位状态空间a)特殊的数据相关的尾部符号，以迫使相位状态在预先指定的间隔返回预定的(例如，零)(累积)相位状态；或者b)相位响应函数的脉冲成形，以迫使相位状态是时不变的。
在示例性实施例中，M-D CPM调制器14可以具体体现在诸如基站这样的网络节点或组件中。
图3是部分以框图形式的示例性电路图，其较为详细地图示了包括图2的多维CPM调制器14的广义发射机。
图4是部分以框图形式的示例性电路图，其进一步根据本发明的示例性实施例图示了包括用于从CPM调制器14接收M-D CPM波形19的多维CPM解调器30的广义接收机。
一般而言，UE 10的各种实施例可以包括，但不限于，蜂窝电话、具有无线通信能力的个人数字助理(PDA)、具有无线通信能力的便携式计算机、具有无线通信能力的诸如数字照相机这样的图像捕获设备、具有无线通信能力的游戏设备、具有无线通信能力的音乐存储和回放装置、允许无线因特网访问和浏览的因特网装置，以及并入了这样的功能的组合的便携式单元或终端。
本发明的示例性实施例可以完全或部分通过可由UE 10的数据处理器(DP)20执行的计算机软件、或通过硬件、或者通过软件和硬件的组合来实现。当至少部分地以软件来实现的时候，可以理解，耦合到DP 20的将是存储器(MEM)22，其存储了含有程序指令22A的计算机程序产品。程序指令22A的执行导致实现根据本发明的示例性实施例的至少一种方法的操作。
根据本发明的示例性实施例是一种方法，其包括考虑诸如被定义为s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多维CPM波形的复数基带等效，其中λ表示多维信息序列，并且假设传输在时间t＝0开始，那么在第n个符号间隔上，携带信息的相位可以被表示为其中

是携带信息的基向量，并且λi，m是在每个信号维上携带的

元信息符号，其中并且其中hi表示调制指数，其可以是单电平或多电平调制指数。
该方法如在前面的段落中一样，其中

-多维CPM调制是对M元CPM的替换。
在如前面段落中的其中相位响应函数满足广义约束的方法中 其中，这些约束就分别由以下给出的部分响应分量和广义累积相位项θn而言产生了相位函数的等效表示 在如前面段落的方法中，并且在第n个符号间隔上，多维CPM完全由以下内容来描述相位响应函数的集合


个当前输入符号

相关状态向量(其描述了在每个信号维上的

个过去的信息符号)

以及累积相位项θn。
根据本发明的示例性实施例的计算机程序产品包括存储在计算机可读介质中的计算机可执行指令，对其执行所导致的操作包括考虑被定义为s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多维CPM波形的复数基带等效，其中λ表示多维信息序列，并且假设传输在时间t＝0开始，那么在第n个符号间隔上，携带信息的相位可以被表示为其中

是携带信息的基向量，并且λi，m是在每个信号维上携带的

元信息符号，其中并且其中hi表示调制指数，其可以是单电平或多电平调制指数。
计算机程序产品如在前面的段落一样，其中

-多维CPM调制是对M元CPM的替换。
在如前面段落中的计算机程序产品中，相位响应函数全都满足广义约束 其中，这些约束就分别由以下给出的部分响应分量和广义累积相位项θn而言产生了相位函数的等效表示 在如前面段落的计算机程序产品中，并且在第n个符号间隔上，多维CPM完全由以下内容来描述相位响应函数的集合


个当前输入符号

相关状态向量(其描述了在每个信号维上的

个过去的信息符号)

以及累积相位项θn。
根据本发明的示例性实施例的多维CPM调制器包括用于生成被定义为s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多维CPM波形的电路，其中λ表示多维信息序列，并且假设传输在时间t＝0开始，那么在第n个符号间隔上，携带信息的相位可以被表示为其中

是携带信息的基向量，并且λi，m是在每个信号维上携带的

元信息符号，其中并且其中hi表示调制指数，其可以是单电平或多电平调制指数。
多维CPM调制器如在前面的段落中一样，其中

-多维CPM调制是对M元CPM的替换。
在如前面段落的多维CPM调制器中，相位响应函数全都满足广义约束 其中，这些约束就分别由以下给出的部分响应分量和广义累积相位项θn而言产生了相位函数的等效表示 在如前面段落的多维CPM调制器中，并且在第n个符号间隔上，多维CPM完全由以下内容来描述相位响应函数的集合


个当前输入符号

相关状态向量(其描述了在每个信号维上的

个过去的信息符号)

以及累积相位项θn。
如上的多维CPM调制器体现在移动通信设备中。
如上的多维CPM调制器体现为移动通信设备中的发射机的一部分。
如上的多维CPM调制器至少体现在集成电路中的一部分中。
在一些示例性实施例中，M-D CPM调制器可以体现在诸如基站这样的网络节点或组件中。
因而已经提供了对多维CPM的概述，现在描述根据本发明的示例性实施例用于减小多维CPM的相位状态空间的技术。
首先注意到，对于多维CPM的状态空间描述完全在下面的向量中获得 sn＝[θn，σn].(14) 相关状态向量可假设的所有可能值的集合是时不变的，因为调制字母表(modulation alphabet)总是相同的。然而，累积相位项从中取得其值的集合通常是时变的。累积相位状态的该特性使得多维CPM有别于常规CPM，并且该特性如下文较为详细讨论的而被采用。
可以示出多维CPM的累积相位项，其通常属于基数随时间变化的集合。这暗示状态空间s＝[θn，σn]是可以在第n个符号间隔上采取ΘnML-1个不同值的向量，其中Θn表示累积相位可以在区间nT≤t＜(n+T)T上假设的可能值的数目。对于常规CPM来说，Θn＝P。
如将要描述的，本发明的示例性实施例提供了新颖的编码技术，该技术减小了多维CPM的相位状态空间的大小，从而使得所产生的波形具有与常规CPM相当的复杂度。
对多维CPM的数值研究已经表明，在初始过渡周期(transient period)之后，在时间t处(其中nT≤t≤(n+1)T)可能的多维CPM相位状态的数目差不多近似为 Θn≈2nP.(15) 作为例子，我们可以检查对于M＝4，λn，i＝±1的相位状态空间的一般特性。在不失一般性的情况下，假设v1＝1，并且基向量v＝[1，v2]。我们还可以进行(常规)假设q1(t)＝q2(t)＝1/2。因此，多维CPM波形的累积相位可以记为 假设相位状态从零状态开始θ0＝0，在转移时间到达下一状态(n＝1)，对于相位状态来说存在四个可能值，其对应于累积相位的四个可能的输入[1+v2 1-v2 -1+v2 -1-v2]。然后这四种状态可以在n＝2转移到最大值十一个状态。最后，那十一个状态可以在n＝3转移到最大可能的二十个状态。在图11中图示了这些状态转移。注意到，图11仅简单示出了从时间n＝0到n＝3的可能的状态。
应当注意有关本说明书的几点。首先，由于输入符号的对称性以及v1＝1的事实，因此随着时间的演进，状态的数目线性(而不是指数)增加，如(15)中所示。这一点在图12中进一步被强调，图12示出了对于以下情况的累积相位状态空间的基数的增长率v＝[1，v2]、λn，i＝±1以及h＝1、1/2、1/3和1/4。
应当注意的第二点是在每个时间，图11中所示出的相位状态的数目都表示可能的相位状态的最大数目，因为有可能当取模2π时，(取决于调制指数的值)一些相位状态可以是等效的。例如，在时间n＝2，将θ＝{0，2πh，-2πh}列为三个可能的相位状态。然而，如果h＝1，那么它们实际上表示单位圆上的相同点。因此，所示出的相位状态的数目实际上是关于可能的相位状态的数目的上界。
为了降低接收机的复杂度，本发明的示例性实施例提供了一种迫使多维CPM的相位状态具有与常规CPM相当的基数的机制。例如，这可以通过使用本发明的示例性实施例来实现，如下所述。
第一实施例采用对于特殊的数据相关的尾部符号的使用，以迫使相位状态在预先指定的间隔处返回到零(累积)相位状态。对该实施例的使用使得我们能够在特定的时间窗上限制可能的累积相位状态的数目。
进一步的实施例采用对于相位响应函数的脉冲成形的使用，以迫使相位状态成为时不变的。
这两个实施例都是可以在发射机处使用的低复杂度技术，以便控制接收机处的多维CPM波形的复杂度。
现在进一步描述数据相关的编码方案的示例性实施例，可以利用该编码方案来在有限的传输符号块上限制多维CPM状态空间的大小。在下面的场景中，假设每个多维CPM传输块都被用于传输总计N个信息符号，在接收机处对这些信息符号进行块解调(block-demodulated)。
数据相关的尾部符号 假设λN是在N个符号长度的块上传输的多维信息序列。在这种情况下，发射机可以使用数据相关的尾部符号，以便迫使累积相位在每个传输块的尾端返回到零状态(或者返回到某个其它的指定状态)。
假设传输在时间t＝0开始，则在第n个符号间隔开始处的累积相位被定义为 如果我们将传输块中的第(N-L)个输入符号定义为N-L个先前的信息符号的累积总和 那么以下给出了在第N个符号间隔开始处(其与下一传输块的开始一致)的累积相位项 如可以被理解的，特殊的尾部符号可能必须属于调制字母表的扩展域(extension field)。
通常，使用这样的实施例，在每个符号间隔上有1/N信息丢失。然而，对于v1＝1的特殊情况来说，则仅需要使用该特殊的尾部符号，以便冲刷(flush)

个其它信号维，因为第一维表现类似常规CPM波形，其累积相位状态是时不变的。对于后者的情况来说，我们可以使用特殊的尾部符号来冲刷这

个其它信号维。这意味着N-符号块(其携带

个符号)的信息率将等于
作为简单的例子，考虑以下情况在每发射100个符号之后，要求相位状态返回到零累积相位状态。通过使用特殊的尾部符号，我们可以获得如图13中所示的累积相位状态轨迹。注意到，在图13中，示出了除了在n＝100、200、300、400、500之外的连续累积相位，图中示出的是其模2π等效(以便强调累积相位状态在预定间隔处正在返回到零的事实)。该例子清楚地示出了通过在每个数据块内简单地引入特殊的数据相关的符号，我们可以将可能的累积相位状态的最大数目限制成所期望的数目。
相位响应函数成形 根据以上简要讨论的示例性实施例，可以迫使累积相位项表现得就像其在常规CPM中一样。考虑累积相位项的广义表达式 在广义多维CPM方案中，基向量被限制成假设了在实线上的值。因此，其还可以含有无理元素，这引起时变的相位状态响应。然而，具有时变相位状态空间的问题可以通过以这样的方式定义qm(LT)来回避，即在该方式下，乘积vmqm(LT)为有理数。因而，我们可以潜在地定义qm(LT)＝vm，其中选择vm从而使得乘积vm·vm＝1/2，其是有理数。(1/2的标度使得我们能够与常规CPM进行某些直接的比较)。
作为简单但具有说明性的例子，令在这种情况下，我们可以定义或来满足该约束。那么 现在，累积相位可以假设在每个符号间隔中的P个值中的一个(其中h＝K/P)，并且其状态空间具有与常规CPM波形刚好相同的特征。现在提供几个说明性的例子。
在图14中示出了作为单位圆上的连接点的500个符号间隔上的多维CPM波形的相位状态的累进(progression)。对于该波形来说，我们可以选择

h＝1/4、q1(LT)＝1/2、q2(LT)＝1/2。如图14的示图所表明的，累积相位状态的数目在500符号窗口上可以非常大。然而，在图15中，示出了引入特殊的相位响应脉冲成形以及使用信号参数

q1(LT)＝1/2、h＝1/4的影响。如可以看出的，所产生的累积相位仅假设了围绕单位圆的四个值，这刚好与使用h＝1/4的常规CPM波形的属性相同。
图16中示出了另外的例子，其中用于多维CPM波形的信号参数被给出为
如在先前的情况下，我们可以观察到多维CPM的累积相位可以呈现随时间演进的大量的值。然而，图17示出了将相位响应脉冲成形应用于该波形的影响。在图17中，我们可以使用

q1(LT)＝1/2，h＝1/8。现在，累积相位状态的数目等于八，其与使用相同调制指数的常规CPM相当。
图18中示出了进一步的例子，其中多维CPM参数被给出为

h＝2/5，q1(LT)＝1/2，q2(LT)＝1/2。相位状态的数目是大的。然而，在应用了相位响应脉冲成形以及使用了信号参数

h＝2/5，q1(LT)＝1/2，之后，我们发现在500个符号间隔上的相位状态的数目等于五，其与使用h＝2/5的常规CPM波形的相位状态的数目相等(参见图19)。
这三个非限制性例子用于说明对本发明的该实施例的利用以及通过应用该实施例可以获得的优点，从而降低状态空间复杂度，转而降低解调复杂度。
现在描述用于确定满足以下两个约束的适当的平滑连续的相位响应函数的集合的示例性技术 m＝1，…，M.(21) 有很多可能性来找到这样的函数的适当集合。从说明性的观点来看(尽管不一定是最优的)，有用的一种直观方法是定义具有以下形式的用于每个信号维的平滑分段连续函数 其中 现在考虑对于L＝4和向量基的例子。由于v1＝1，因此在第一维上使用的相位脉冲可以被常规地定义。然而，在第二维上使用的相位脉冲可以被定义为 其是升余弦型模型。该波形在图20中说明。
图21是部分地以框图形式图示了广义发射机的示例性电路图，根据本发明的示例性实施例，该广义发射机包括使用特殊的数据相关的尾部符号的多维CPM调制器14′。
注意到，图3中所示出的多维CPM调制器14的实施例可以被视为也是对本发明的该实施例的描述，该实施例采用了对相位响应函数的脉冲成形的使用，以迫使相位状态为时不变的。
所发射的M-D CPM 19波形可以被基站(未示出)接收，在基站中其被解调以便检索从信息源12输出的信息。该信息可以被表示为对诸如语音这样的声信号进行编码的数据，或者其可以是诸如用户数据和/或信令数据的数据。
在其它示例性实施例中，M-D CPM调制器14可以体现在诸如基站这样的网络节点或组件中。
如应当认识到的，对本发明的示例性实施例的使用使得能够将用于解调M-D CPM波形所需要的网格状态(trellis states)的数目从T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1。这代表在发射机设备10处以低实现成本显著降低了解调复杂度。
对于无理信息基(irrational information basis)的使用允许在传输波形设计上的附加的灵活性(这在常规CPM中不可获得)。该附加的灵活性可以用于优化波形的频谱特征，以便其具有比常规CPM更好的频谱容度。可以使用各种优化方法来确定可以与多维CPM波形一起使用的最优相位响应函数。
当M-D CPM传输块足够长的时候，使用数据相关的尾部符号降低了信息率，然而，仅降低了不太明显的因子。因而，可以理解，在稍微降低性能的代价下，可以使用简单的操作来控制累积相位状态空间。例如，一种方法包括考虑如下定义的多维CPM波形的复数基带等效 s(t，λ)＝ejφ(t，λ)， 其中λ表示多维信息序列，并且假设传输在时间t＝0开始，那么在第n个符号间隔上，携带信息的相位可以被表示为其中

是携带信息的基向量，并且λi，m是在每个信号维上携带的

元信息符号，其中

-多维CPM调制可以被采用作为对M元CPM的替换。
在M-D CPM方法中，相位响应函数全都满足广义约束 这些约束就分别由以下给出的部分响应分量和广义累积相位项θn而言产生了相位函数的等效表示 在第n个符号间隔上，多维CPM完全由以下内容来描述相位响应函数的集合


个当前输入符号

相关状态向量(其描述了在每个信号维上的

个过去的信息符号)

以及累积相位项θn。
根据本发明的示例性实施例，在其一个方面中，一种方法包括定义数据相关的尾部符号，以减小M-D CPM波形的相位状态空间，其中，对于传输块中的第(N-L)个输入符号可以被表示为N-L个先前的信息符号的累积总和的情况来说，下面给出了在第N个符号间隔开始处(其与下一传输块的开始一致)的累积相位项 进一步依照本发明的示例性实施例，在其另一方面中，一种方法包括使用相位响应函数成形来减小M-D CPM波形的相位状态空间，其中可以给出累积相位项的一般表达式 通过进一步包括以下步骤的方法可以避免存在时变的相位状态空间按照乘积vmqm(LT)是有理数这样的方式来定义qm(LT)，并且由此定义qm(LT)＝vm，其中选择vm从而使得乘积vm·vm＝1/2，其是有理数。
根据本发明的示例性实施例的计算机程序产品包括存储在计算机可读介质中的计算机可执行指令，对其执行导致包括以下的操作定义数据相关的尾部符号，以减小M-D CPM波形的相位状态空间，其中，对于传输块中的第(N-L)个输入符号可以被表示为N-L个先前的信息符号的累积总和的情况来说，下面给出了在第N个符号间隔开始处(其与下一传输块的开始一致)的累积相位项 根据本发明的示例性实施例的计算机程序产品包括存储在计算机可读介质中的计算机可执行指令，对其执行导致包括以下操作使用相位响应函数成形来减小M-D CPM波形的相位状态空间，其中可以给出累积相位项的一般表达式 通过包括以下内容的操作可以避免存在时变的相位状态空间按照乘积vmqm(LT)是有理数这样的方式来定义qm(LT)，并且由此定义qm(LT)＝vm，其中选择vm从而使得乘积vm·vm＝1/2，其是有理数。
根据本发明的示例性实施例的多维CPM调制器包括这样的电路，该电路用于生成多维CPM波形，并定义数据相关的尾部符号以减小M-DCPM波形的相位状态空间，其中，对于传输块中的第(N-L)个输入符号可以被表示为N-L个先前的信息符号的累积总和的情况来说，下面给出了在第N个符号间隔开始处(其与下一传输块的开始一致)的累积相位项 进一步根据本发明的示例性实施例，一种多维CPM调制器包括电路，用于生成多维CPM波形，以及使用相位响应函数成形来减小M-D CPM波形的相位状态空间，其中可以给出累积相位项的一般表达式 通过以下电路可以避免存在时变的相位状态空间，即该电路进一步按照乘积vmqm(LT)是有理数这样的方式来定义qm(LT)，并且由此定义qm(LT)＝vm，其中选择vm从而使得乘积vm·vm＝1/2，其是有理数。
如上的多维CPM调制器体现在移动通信设备中。
如上的多维CPM调制器体现为移动通信设备中的发射机的一部分。
如上的多维CPM调制器至少体现在集成电路中的一部分中。
现在描述用于降低使用环形卷积码(ring convolutional codes)来发射编码的多维CPM信号所需要的复杂度的技术。如下面将显而易见的，本发明的示例性实施例采用了Rimoldi对于常规CPM的倾斜相位研究的非平凡扩展(non-trivial extension)(要注意，Rimoldi的结果并不直接可应用于多维CPM)。
在其最一般的形式中，多维CPM的特征在于相位状态空间具有随时间增长的基数。这是由于累积相位项的定义而出现的，其可以被表示为 作为非限制性例子，考虑λi，m∈{-1，+1}(对于m＝1，2)以及

然后，给出累积相位 如果我们假设相位状态从零状态开始θ0＝0，则图12中图示了随时间而变的可能的累积相位状态的总数目，并且清楚地示出了对于多维CPM的相位状态空间描述的基数如何随时间增加。相位状态空间的大小确定了完整描述多维CPM波形所需要的复杂度。
如下面详细描述的，对本发明的示例性实施例的使用使得以因子2减少了多维CPM的状态空间的基数，其还降低了在多维CPM波形的接收机处最优检测器所需的复杂度。
如下面详细描述的，本发明的示例性实施例提供了一种对于常规CPM信号的Rimoldi倾斜相位分解的非平凡扩展，并且进一步提供了一种减小多维CPM波形的网格大小(并且因而降低了解码复杂度)的替换信号表示。本发明的示例性实施例可以用于使用环形卷积码来生成经编码的多维CPM。
在接下来的理论发展中表明使用一排连续相位编码器(CPE)(其后面是无记忆调制器)可以生成多维CPM。
在接下来的理论发展中进一步表明广义倾斜相位分解减少了描述信号所需的信号状态的数目，并且提供了对波形进行编码和解码的关键理解。
根据本发明的示例性实施例的发射机可以用于简化与多维CPM一起使用的级联编码方案的设计。级联的多维CPM是新的研究领域，并且代表了超越当前技术状态(其仅考虑了常规CPM的级联卷积编码)的显著发展。
如上述关于等式(7)和(10)所讨论的，考虑广义多维CPM波形，其携带信息的相位函数可以被表示为 t＝nT+τ；0≤τ＜T.(26) 在(26)中，T表示符号间隔，并且h是实数值的调制指数。该一般公式向每个信令维分派了平滑的连续的相位波形qm(t)，并且定义了具有元素

的实的携带信息的基向量。信息符号λi，m是

元的，例如，并且相位响应函数全都满足两个广义条件，对于 在(26)中的广义描述可以建议出许多信令方案，为此我们提供了用于开发广义倾斜相位分解方法的统一框架。该共同方法指定了连续相位编码器的广义结构，其可以用于更容易理解它可以如何被修改或与其它编码器进行组合。
该推导开始于B.Rimoldi的“A decomposition approach to CPM”，IEEE Trans.On Information Theory，vol.34，no.2，March 1998，pp.260-270中的等式8的非平凡广义化，以便获得随物理相位φ(t，λ)而变的多维CPM的所谓倾斜相位ψ(t，λ)的相称的表达式 在(28)中的表达式实际上将物理相位中的最低相位轨迹用作新的相位参考，这导致轴的“倾斜”。在Rimoldi的阐述中表明这导致用于任何常规定义的单hCPM信号的时不变相位网格。
现在，在将(28)扩展到其组成项中之后，我们可以看出，该广义倾斜相位可以被记为以下两个数据相关项和一个数据无关项的总和 替换t＝nT+τ，其中0≤τ＜T，并且n＝0，1，2，...，得到 令 作为经修改的数据序列，其在集合

上取得其值。将(31)替换到(30)中，我们得到 其进一步简化成 在进一步简单处理之后，我们可以获得广义倾斜相位的最终表达式，其被给出为 在每个符号间隔期间，存在数据无关的贡献，这仅取决于经转换的时间变量τ＝t-nT。数据无关的贡献被给出为 取模2π，则广义物理倾斜相位项变为 利用该信号表示，广义多维CPM波形完全由其经修改的数据符号的相关状态向量来描述，
其相位状态 并且

个当前(经修改的)输入符号
根据该讨论，可以变得显而易见的是，多维CPM调制器可以由后接MM的CPE来表示，其中CPE确定CPM调制器的网格结构。对于有理数h＝K/P(其中Q和P是互素的整数)来说，累积相位项还可以被表达为以下的模P求和 根据(38)以及在(40)中的等效表达，我们可以构造用于多维CPM的广义CPM倾斜相位分解。图22示出了发射机1体系结构，其由CPE 2和MM 3组成。注意到，CPE 2由在模M的整数环上(对于h＝1/M)的线性编码器组成，并且因而CPE 2和信道编码器都在相同的代数上。
最后，广义倾斜相位分解以因子2减小了累积相位状态空间的大小，如图23中所示，其中进行了在广义倾斜相位分解下多维CPM波形的累积相位状态的数目相对于使用累积相位的常规定义的累积相位状态的数目的比较。多维CPM信号所使用的基是

因而，对于广义相位分解来说，下面的表达式可以被用于累积相位以便确定随时间而变的可能的相位状态的数目 并且对于常规定义的多维CPM波形来说，可以使用下面的表达式 如图23中所示，在广义倾斜相位表示的情况下的累积相位状态的数目是在多维CPM的常规表示下的累积相位状态的数目的1/2。这提供了降低复杂度优化检测的优点。
要注意，关于图23的描述对“常规的”和“常规定义的多维CPM波形”的参考并不旨在表明或暗示多维CPM波形或方法在现有技术中是已知的，而是应当被解释为暗示了对多维CPM波形的累积相位状态的非倾斜相位分解表示。
最后，广义倾斜相位分解促进了在整数环上的经编码的多维CPM。一种方法可以是采用后接二进制到M元映射器的二进制卷积编码器作为多维CPM信号的输入。然而，映射器必定会进行到M元符号的转换。相反，以上示出了多维CPM波形可以被分解成后接MM 3的CPE 2，其中，该CPE 2包括了在模M的整数环上(对于h＝1/M)的线性编码器，并且因而该CPE 2和信道编码器4在相同的代数上。因此，并不需要映射器，因为输出都是M元的，并且信道编码器4的输出可以被串行化(通过开关5在逻辑上进行指示)并馈送到CPE 2中。图24中示出了该结构。
如上详细讨论的，应当注意，用于多维CPM的广义倾斜相位分解产生了与多维CPM的常规表示(例如，非倾斜相位分解表示)所生成的波形一样的波形。
图2的M-D CPM波形19可以是根据本发明的示例性实施例采用广义倾斜相位分解的波形，并且因而可以沿着图22和/或图24中所示的线，构造M-D CPM调制器14。根据本发明的示例性实施例对倾斜相位分解的使用有益地以因子2降低了多维CPM波形的相位状态空间的基数。
所发射的M-D CPM波形可以由基站(未示出)接收，在基站中其被解调以便检索从信息源12输出的信息。该信息可以被表示为对诸如语音这样的声信号进行编码的数据，或者其可以是诸如用户数据和/或信令数据的数据。
根据本发明的示例性实施例，一种方法定义了一种过程，并且计算机程序产品定义了多个操作，以便实现广义倾斜相位分解，从而以因子2降低多维CPM波形的相位状态空间的基数，其中，在每个符号间隔期间，取模2π，广义物理倾斜相位项被给出为 此外，根据该方法和计算机程序产品，广义多维CPM波形是完全由其以下内容来描述的经修改的数据符号的相关状态向量

相位状态以及

个当前(经修改的)输入符号
根据本发明的示例性实施例的进一步的方面，多维CPM调制器包括一种电路，用于实现倾斜相位分解，以便以因子2降低多维CPM波形的相位状态空间的基数，其中在每个符号间隔期间，取模2π，广义物理倾斜相位项被给出为 多维CPM调制器生成多维CPM波形，该多维CPM波形完全由其以下内容来描述经修改的数据符号的相关状态向量

相位状态以及

个当前(经修改的)输入符号
如上的多维CPM调制器体现在移动通信设备中。
如上的多维CPM调制器体现为移动通信设备中的发射机的一部分。
如上的多维CPM调制器至少体现在集成电路中的一部分中。
图25示出了根据本发明的实施例的方法的流程图。在步骤2510，选择基向量空间

在步骤2520，将该基向量空间v的元素乘以集合

的信息符号λi，m，以获得对于

个信号维中的每一个的乘积。这些乘积中的至少一个是无理数。在步骤2530，通过恒定包络波形在第n个符号间隔中发射这些乘积中的每一个，该恒定包络波形在

维上具有连续相位调制。
基于前述内容，应当显而易见的是，本发明的示例性实施例提供了一种方法、装置和计算机程序产品，用于将M-D CPM波形生成为能够在每个符号间隔传送多个信息符号的恒定包络连续相位信号。该装置可以体现在集成电路中。
另外，本发明的示例性实施例还提供了一种方法、装置和计算机程序产品，用于将M-D CPM波形生成为能够在每个符号间隔传送多个信息符号的恒定包络连续相位信号，并且减小M-D CPM波形的相位状态空间。本发明的示例性实施例还提供了一种装置，其包括用于将M-D CPM波形生成为能够在每个符号间隔传送多个信息符号的恒定包络连续相位信号的装置；以及用于减小M-D CPM波形的相位状态空间的装置。
此外，本发明的示例性实施例还提供了一种方法和计算机程序产品，用于将M-D CPM波形生成为能够在每个符号间隔传送多个信息符号的恒定包络连续相位信号，并且将解调M-D CPM波形所需的网格状态的数目从T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1。本发明的示例性实施例还提供了一种调制器，其包括用于将M-D CPM波形生成为能够在每个符号间隔传送多个信息符号的恒定包络连续相位信号的装置，以及用于将解调M-D CPM波形所需的网格状态的数目从T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1的装置。
另外，本发明的示例性实施例提供了一种方法、装置和计算机程序产品，用于将M-D CPM波形生成为能够在每个符号间隔传送多个信息符号的恒定包络连续相位信号，并且实现广义倾斜相位分解，以便以因子2来降低多维CPM波形的相位状态空间的基数。
如此，应当理解，本发明的示例性实施例的至少一些方面可以在诸如集成电路芯片和模块的各种组件中实施。集成电路的设计总体来说是高度自动化工艺。复杂和强大的软件工具可用于将逻辑级设计转换成准备在半导体基片上制备的半导体电路设计。这样的软件工具可以使用良好建立的设计规则以及预存的设计模块库来自动地对导体布线并将组件定位在半导体基片上。一旦已经完成了半导体电路的设计，便可以将按照标准化电子格式(例如，Opus、GDSII等)所得到的设计传输到半导体制备设施，用于制备成一个或多个集成电路设备。
应当理解，本发明的示例性实施例可以在作为非限制性例子的先进第三代(3G)和第四代蜂窝通信系统和设备中以及作为非限制性例子的诸如被称为WiMAX(IEEE 802.16和ETSI HiperMAN无线MAN标准)的其它类型的无线通信系统和设备中采用。
如上所述，各种示例性实施例可以在硬件或专用电路、软件、逻辑或其任何组合中实现。例如，一些方面可以在硬件中实现，而其它方面可以在可由控制器、微处理器或其它计算设备执行的固件或软件中实现(尽管本发明并不限于此)。在此描述的各种框块、装置、系统、技术或方法可以在作为非限制性例子的硬件、软件、固件、专用电路或逻辑、通用硬件或控制器或者其它计算设备或其组合中实现。
当结合附图阅读的时候，鉴于前述描述，本发明的前述示例性实施例的各种修改和调整对相关领域的技术人员可以变得显而易见。然而，任何的以及所有修改仍将落入本发明的非限制性和示例性实施例的范围之内。
此外，本发明的各种非限制性和示例性实施例的一些特征可以被用于在不对应使用其它特征的情况下获利。如此，前述描述应当被认为仅是对本发明的原理、教导和示例性实施例的说明，并且不限于此。
权利要求
1.一种方法，其包括
选择基向量空间
将所述基向量空间v的元素乘以集合
的信息符号λi,m，以便为
个信号维中的每一个获得乘积，其中，至少一个所述乘积是无理数；
通过在
维上具有连续相位调制的恒定包络波形，在第n个符号间隔中发射每个所述乘积。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所发射的乘积的相位是qm是相位响应函数；t是时间；T是符号间隔；并且h是调制指数。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，通过移动通信系统来发射所述波形。
4.根据权利要求2所述的方法，其中，相位状态在
维上是时不变的。
5.根据权利要求4所述的方法，其中，使用脉冲成形使得所述相位状态成为时不变的。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，所述发射包括发射N个连续符号，在此期间迫使累积相位在预定间隔处为零。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，通过被附加到所述符号中的各个符号的尾部比特来迫使所述累积相位为零。
8.根据权利要求4所述的方法，其中，网格状态的数目是恒定的。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述网格状态的数目是PML-1；其中L是所发射的波形的记忆长度，并且P是互素的整数。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，多维连续相位调制使用以下之一广义倾斜相位分解和环形卷积码。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，用于确定可能的相位状态的数目的累积相位项是
12.根据权利要求10所述的方法，其中，使用无记忆调制器以及一排连续相位编码器来生成所述波形。
13.一种设备，其包括
处理器，所述处理器被配置以便选择基向量空间
处理器，所述处理器被配置以便将所述基向量空间v的元素乘以集合
的信息符号λi，m，从而为
个信号维中的每一个获得乘积，其中，至少一个所述乘积是无理数；
发射机，所述发射机被配置以便通过在
维上具有连续相位调制的恒定包络波形，在第n个符号间隔中发射每个所述乘积。
14.根据权利要求13所述的设备，其中所发射的乘积的相位是qm(t)是相位响应函数；t是时间；T是符号间隔；并且h是调制指数。
15.根据权利要求13所述的设备，其中，通过移动通信系统来发射所述波形。
16.根据权利要求14所述的设备，其中，相位状态在
维上是时不变的。
17.根据权利要求16所述的设备，其中，使用脉冲成形使得所述相位状态成为时不变的。
18.根据权利要求16所述的设备，其中所述发射包括发射N个连续符号，在此期间迫使累积相位在预定间隔处为零。
19.根据权利要求18所述的设备，其中，通过被附加到所述符号中的各个符号的尾部比特来迫使所述累积相位为零。
20.根据权利要求18所述的设备，其中网格状态的数目是恒定的。
21.根据权利要求20所述的设备，其中，所述网格状态的数目是PML-1；其中L是所发射的波形的记忆长度，并且P是互素的整数。
22.根据权利要求13所述的设备，其中，多维连续相位调制使用以下之一广义倾斜相位分解和环形卷积码。
23.根据权利要求22所述的设备，其中，用于确定可能的相位状态的数目的累积相位项是
24.根据权利要求22所述的设备，其中，使用无记忆调制器以及一排连续相位编码器来生成所述波形。
25.一种体现了计算机程序的计算机可读介质，执行所述计算机程序导致的操作包括
选择基向量空间
将所述基向量空间v的元素乘以集合
的信息符号λi，m，以便为
个信号维中的每一个获得乘积，其中，至少一个所述乘积是无理数；
通过在
维上具有连续相位调制的恒定包络波形，在第n个符号间隔中发射每个所述乘积。
26.根据权利要求25所述的计算机可读介质，其中，相位状态在
维上是时不变的。
27.根据权利要求26所述的计算机可读介质，其中，使用脉冲成形使得所述相位状态成为时不变的。
28.根据权利要求26所述的计算机可读介质，其中所述发射包括发射N个连续符号，在此期间迫使累积相位在预定间隔处为零。
29.根据权利要求28所述的计算机可读介质，其中，网格状态的数目是恒定的。
30.根据权利要求25所述的计算机可读介质，其中，多维连续相位调制使用以下之一广义倾斜相位分解和环形卷积码。
31.根据权利要求30所述的计算机可读介质，其中，用于确定可能的相位状态的数目的累积相位项是
32.一种装置，其包括
用于选择基向量空间
的装置；
用于将所述基向量空间v的元素乘以集合
的信息符号λi，m以便为
个信号维中的每一个获得乘积的装置，其中，至少一个所述乘积是无理数；
用于通过恒定包络波形在第n个符号间隔中发射每个所述乘积的装置，其中所述恒定包络波形在
维上具有连续相位调制。
33.根据权利要求32所述的装置，其中，相位状态在
维上是时不变的。
34.根据权利要求33所述的装置，其中所述发射包括发射N个连续符号，在此期间，通过被附加到所述符号中的各个符号的尾部比特来迫使累积相位在预定间隔处为零。
35.根据权利要求32所述的设备，其中，多维连续相位调制使用以下之一广义倾斜相位分解和环形卷积码。
36.根据权利要求32所述的设备，其中用于选择的装置和用于相乘的装置包括处理器；并且
用于发射的装置包括发射机。
全文摘要
描述了一种方法，用于将M-D CPM波形生成为能够在每个符号间隔传送多个信息符号的恒定包络连续相位信号。另外，该方法提供用于减小M-D CPM波形的相位状态空间，用于减少解调M-D CPM波形所需的网格状态的数目，以及用于实现广义倾斜相位分解，以便以因子2来降低多维CPM波形的相位状态空间的基数。还描述了一种设备、计算机程序产品和装置。
文档编号H04L27/18GK101554026SQ200780037601
公开日2009年10月7日 申请日期2007年8月30日 优先权日2006年8月31日
发明者M·P·格林, A·里德 申请人:诺基亚公司