声换能器驱动器和控制器的制作方法
背景技术：
声泳是使用声学来执行材料分离。例如，可以使用声驻波来将粒子和二次流体(secondaryfluid)与初级或主体流体(primaryorhostfluid)分离。当密度和/或可压缩性存在差异(也称为声学对比因子)时，声驻波可以对流体中的粒子施加力。驻波中的压力分布(pressureprofile)包含驻波波节处的局部最小压力幅度区域和驻波波腹处的局部最大值区域。取决于它们的密度和可压缩性，粒子可以被捕获在驻波的波节或波腹处。通常，驻波频率越高，可以捕获的粒子越小。
在微观尺度上，例如结构尺寸在微米量级的情况下，常规的声泳系统往往使用半波长或四分之一波长的声室(acousticchamber)，其在几兆赫兹的频率下通常厚度小于一毫米，并且以非常慢的流速(例如，μl/min)工作。这样的系统是不可扩展的，这是因为它们得益于极低的雷诺数、层流操作和最小的流体动力学优化。
在宏观尺度上，平面声驻波已用于分离过程中。然而，单个平面波往往捕获粒子或二次流体，使得通过关闭或去除平面驻波来实现与初级流体的分离。去除平面驻波可能阻碍连续操作。而且，用于生成声平面驻波的功率量往往通过废能加热初级流体，这对于正被处理的材料可能是不利的。
技术实现要素：
可以包括振荡器和放大器的电源可以用来微扰可以用于生成声波的压电材料。当反射器与压电材料结合使用时，生成的声波可以被反射回压电材料以形成声驻波。声驻波由波节和波腹组成，这些波节和波腹允许在其中生成声驻波的介质中的压差。
压电材料的微扰和声驻波中对反射波的反应的微调可以提高声驻波中波节和波腹的利用率。声驻波可用于处理初级流体中的材料和流体。
提供了一种能够响应声驻波的属性的控制系统。该控制系统可以调整声驻波，以实现对初级流体内的粒子和二次流体的捕获、分离、偏析(segregation)、表征、偏转和分类以及其他过程。使用控制系统应用声泳的结果可用于细胞和基因疗法以及澄清(clarification)技术。可用的应用很多，并且可以用于包括能源(石油、天然气、生物燃料)、生物制药(例如，治疗剂的制造)、食品工业、生物农业等的领域，仅举几例。
在一个示例实施方式中，根据控制方案来操作电子控制器，以驱动电子器件，该电子器件以在压电材料与反射器之间形成声驻波的方式来微扰压电材料。可以通过使用微扰次级材料的单一压电材料来形成声驻波，使得其在次级材料内以及在该次级材料内的任何通道内形成声驻波。
可以利用声驻波来捕获、偏转、分离和/或偏析初级流体中的粒子和/或二次流体。通常，将声驻波设置为允许捕获特定粒子或二次流体的特定频率。当声驻波捕获粒子和/或二次流体时，声驻波的物理特性发生变化，并且用于驱动压电材料的控件被操作以补偿这些变化。对例如2mhz的频率下的声驻波内的变化的补偿使用对声驻波的物理属性的快速、及时的反馈(如压电材料所见的)，使得控制系统对声驻波的变化做出响应。反馈的速度可以足以减少或消除响应于声驻波内发生的物理变化的响应的混叠。该反馈和整体闭环速度避免了针对声驻波中正发生的物理变化的补偿接收不正确的反馈。
在使用声驻波的情况下的材料分离是称为声泳的过程。调整声驻波以改善或优化初级流体中的粒子或二次流体或三次流体(tertiaryfluid)的分离有助于提高声泳过程的效率和/或减少或最小化输入到声驻波系统中的能量。
跟踪压电材料的电抗的过程可以用于控制声驻波，因为它在声驻波的压力波节和/或波腹处收集粒子或二次流体或三次流体。材料的收集取决于粒子或二次流体或三次流体相对于初级流体的大小和声学对比因子。电抗跟踪允许对声驻波进行控制，以改善或优化材料收集的效率，并允许响应于包括声驻波中容纳的材料量在内的多种因素对控制进行快速调节。
声驻波可以是单个平面波、多维声驻波或二者的组合。可以驱动压电材料以获得彼此叠加或叠置的频率模式。
最小电抗点(称为xmin)的发现是通过对施加到压电材料的驱动信号进行一系列快速扫频以检测和校正操作期间电阻和电抗的变化来完成的。最小电抗xmin或与xmin相关的频率可以用作工作设定值，以寻求优化性能。
本文讨论了用于声泳的系统和方法，其用于生成改善的或优化的声辐射力场以改善分离和/或收集效率。
对声换能器的控制可以基于功率设定点来实现。例如，用户可以为输送到换能器的功率设置期望的功率水平。可以基于对声换能器的经调制的输入功率来调制在使用声换能器的声室中进行的声泳的性能。在一些实例中，功率设定点对于操作是期望的，而其他参数(例如，频率)例如是被修改的。功率设定点确定rf电源或功率放大器的功率输出。提供功率控制以维持功率设定点，而与声泳设备的操作相关的其他参数是变化的。功率控制器感测被提供给声换能器的信号，例如电压和电流。这些反馈信号用于确定输送到换能器的功率的频率和相位角。在一些示例中，降压转换器被用作电源。降压转换器具有响应带宽，这可能会影响功率控制的响应能力。例如，如果降压转换器带宽相对窄，则对于声泳设备的期望的操作性能环境，对于功率控制的系统响应可能相对慢。可以使用以下各项以类似方式控制系统：视在功率、无功功率、电压的均方根、电流的均方根。该系统也可以用恒定的降压电压驱动。
可以通过声泳设备处理多种浓度的多个不同材料，每种材料可以在声换能器和声室上提供不同的负载特性。因此，电源可能会承受宽范围的负载，这可能会对电源提出难以满足的要求。例如，在处理某些类型的材料和/或浓度的情况下，声换能器和/或声室体验的重负载可能导致电源组件过载和/或过热，或者可能导致跳闸点门限被满足或超出。超过重负载或跳闸点门限可能会导致在功率控制中识别出故障，以导致电源和/或驱动信号被关闭。另外，对电源的功率需求可能会随其他工作参数(例如，温度、频率或负载特性，包括电抗)的变化而显著变化。基于期望的功率水平的功率控制该点因此可以暗示其他工作设定点，例如频率，以管理电源和声泳设备的操作以处理一定范围的负载。
在一些实施方式中，rf线性放大器用于向换能器供电。线性放大器可以通过接收可以是ac或dc的输入信号并且根据线性放大器的操作特性来放大输入信号来进行操作。线性放大器通常被设计为具有线性响应，使得在线性放大器的工作参数或规格内，任何输入信号都以相同的增益放大。这种线性操作可以通过使用有助于线性放大器响应的线性化的技术来实现，潜在地在非理想条件往往对响应施加非线性的区域中。然而，以功率调节为代价实现线性操作通常生成显著的热量损失并导致效率低下的操作。因此，即使当输入信号的幅度相对小和/或当增益相对小时，线性放大器也往往消耗显著的功率量。当响应于变化的系统条件(例如，频率或负载)供电而对线性放大器提出要求时，在响应能力和避免过载方面提出了挑战。
此外，线性放大器针对标称应用而设计，例如，在指定50欧姆负载的情况下。因此，施加到线性放大器的负载旨在主要由实际阻抗或电阻组成，并且可以承受相对较少的无功阻抗。在向由压电材料构成的声换能器供电的情况下，电源会出现高电抗性负载，这限制了rf线性放大器作为电源的实用性。
pzt腔室系统(pzt-chambersystem)基于该系统中的工作条件向电子信号源(驱动器)提供一系列电、驱动点阻抗，从纯实阻抗到纯无功阻抗以及介于二者之间的任何阻抗。基于由系统呈现给驱动器的驱动点阻抗来控制声室中的过程也是该实施例的一部分。不同的过程呈现不同的驱动点阻抗。
压电材料可以用电流源或电压源驱动。电流源可以允许在压电材料中支持和维持期望的振动模式方面更大的机电自由度。可以提供驱动和控制方案以将低谐波信号生成到压电材料中。对在流体介质中生成声驻波的声换能器的控制可以利用反馈回路和计算处理器。电感器-电容器-电感器(lcl)电路配置可以用于将低谐波函数波(例如，正弦波)生成到压电材料中。低谐波正弦波允许压电材料的较小的寄生振动。这种正弦波还可以允许压电材料在振动时生成较少的热量。
lcl配置可以作为滤波器作用于来自放大器的信号，以减少放大器输出的谐波含量。lcl因此可以至少部分地用作放大器输出的低通滤波器。在一些示例中，lcl可以使放大器输出被滤波为纯正弦波形。结果，压电材料的微扰不会生成材料的额外的寄生振动。lcl结构的输出电感器向压电材料提供电流源驱动。控制lcl输入以及因此电流源，以改善压电材料生成声波的性能。
可以驱动声换能器以在耦合的介质中产生多维声驻波，其中该声波在横向于与波的传播方向的方向上具有至少非零声力。多维声驻波生成过程利用了松散悬挂的压电板的高阶振动模式。
压电材料基于施加到其的电信号(例如，电压或电流信号)或基于渗透材料的对应电场来改变形状。来自外部电荷的电场影响材料中束缚电荷的场，从而影响材料的形状。电信号可以来自电压源。在这种情况下，材料变形量与施加的电压有关。例如，变形可以是“电压钳制”或“电压阻尼”的。感应的电荷量与施加的电压和材料的属性有关。该关系可以用数学表达为q＝c*v，其中q为电荷，c为材料电容，并且v为施加信号的电压。可以将电极附接到压电材料以提供用于施加的信号的导管。在这种情况下，电压和对应的电场是外部施加电荷的函数。使用以上等式，电压可以表达为v＝q/c。相对于压电设备的操作，所得电压可以是“不受约束的”。压电设备的“c”是由于其物理几何形状和材料属性而引起的。由于材料随渗透它的电场而改变形状，因此设备的“c”是渗透它的电场的函数。对于给定的q，并用电流源(其是电荷的随时间变化的源)来驱动材料，c作为电场的函数而改变，这改变了设备两端的电压以“容适”被改变的c。在电压驱动系统中，电场可以确定电荷量，其可以确定变形程度并相应地确定c的变化量。为了鼓励压电材料的多模式行为，可以将压电材料配置为“自由浮动”，并且在一些示例中，在机械意义和电气意义二者上，使其尽可能地自由浮动。
声学系统的阻尼因子包括流体q和晶体q。例如，如果流体是粘性的，则q较小。在操作期间，由于声波中有更多的材料，因此随着粒子簇集的增加，阻尼也会增加。xminv.q示出了温度漂移，随着发生衰减、簇集，阻尼快速变化。能够实时跟踪q的漂移和快速变化，可以显著提高性能。
lcl电路可以被实现为阻抗匹配网络，其可以根据被匹配的阻抗的值来放大电流或电压。一种操作实施方式技术是放大电压。在这种情况下，使用低损耗电感器(l)和电容器(c)，可以通过lcl传输功率而几乎没有功率损耗。
由于电路中使用的元件的布置，并且与是否存在电压放大无关，谐波频率被降低或消除。该电路布置可以被实现为低通滤波器。低通滤波器允许低于某个频率(称为转折频率(cornerfrequency))的信号通过滤波器，同时阻止频率高于转折频率的信号。当方波的谐波处于高于滤波器转折频率的频率时，输入到这种网络中的方波会产生正弦波输出。
在一些示例性实施方式中，利用多维声驻波来捕获来自生物反应器过程的生物细胞和细胞碎片，谐振器的电抗改变。通过感测压电元件的rf传输线的电压和电流，可以获得控制反馈信号。这些反馈信号可用于将谐振器调谐到期望的工作点，例如以寻求优化声泳过程。可以从压电元件上的电压和电流信号中提取电抗和功率。例如，可以将电压和电流信号提供给数字信号处理器(dsp)，这些信号可以用于计算rf电抗和功率。用于压电元件的测量和计算的操作参数可用于为调谐过程提供反馈。作为示例，该调谐过程可以由以下构成：调节放大器的增益以达到提供给压电元件的期望功率和/或调节驱动信号的频率以达到谐振器的期望电抗。
通过由函数发生器或振荡器生成并由放大器修改的电子信号，通过压电材料的多模式微扰，生成多维声驻波。在美国专利9,228,183中描述了压电材料的多维声驻波的生成和多模式微扰，该专利通过引用并入本文。
提供了可以是数字或模拟控件的控件，该控件可以接收从声换能器或其他系统组件反馈的输入，并向声学系统的各个组件提供控制信号。控件可以提供控制信号以改变驱动器的dc输出，和/或修改和控制用于声换能器的驱动信号的功率的幅度。由控件提供的控制信号可以改变驱动器的操作，以修改和控制驱动信号的频率。具有该控件的rf功率驱动器允许将声换能器作为高电抗性负载进行控制和调制，同时维持期望的换能器和声室性能。
作为示例，尽管可以使用任何类型的dc-dc转换器，但是dc-dc转换器可以是降压转换器、降压-升压转换器或升压转换器。dc-dc转换器可以耦合到逆变器并且向逆变器供应滤波器。滤波器可以实现为具有带宽的lc或lcl滤波器，该带宽允许滤波器输出(例如，输出电压)响应换能器和/或声腔(acousticcavity)的动态变化。
一种控制技术提供了一种系统和方法，该系统和方法用于为声换能器-腔体组合定位期望的工作点，具有或不具有负载，该负载可能是高电抗性的。来自声换能器的反馈可用于定位换能器操作的谐振和反谐振频率。根据一些实施方式，检查小于换能器反谐振的工作频率以将最小电抗作为工作点。一些实施方式将频率定位在反谐振频率之上，检查该频率以将最大电抗作为工作点。根据这些实施方式，对于指定的工作点处的声泳可以获得期望的效率水平。根据本文讨论的控制技术确定的工作点可以是可以动态维持的频率设定点。例如，期望的工作点可以随着声室的操作或特性变化而变化。这样的特性可以包括一定程度的材料偏转和/或分离、传递给换能器的温度、功率以及可能影响或改变期望的工作点的其他现象。
附图说明
下面参考附图更详细地描述本公开，其中：
图1是示出声室及其与用于细胞澄清的连接的图；
图2是示出具有声换能器和反射器的声泳的图；
图3是声换能器的侧视剖视图；
图4是具有自由压电元件的声换能器的侧视剖视图；
图5是具有阻尼压电元件的声换能器的剖视图；
图6是示出施加于流体中的粒子的力的曲线图；
图7是示出压电元件的阻抗的曲线图；
图8a是示出声换能器的不同振动模式的图；
图8b是声室的等距视图；
图8c是图8b中的声室的左侧正视图；
图8d是图8b中的声室的前正视图；
图9是示出换能器频率响应和具有主导模式的频率的曲线图；
图10是示出用于控制声换能器的方法的流程图；
图11是示出用于实现优化的低通滤波器的方法的流程图；
图12是示出声换能器的频率响应的曲线图；
图13是示出声换能器的频率响应的曲线图；
图14是示出声换能器的控制技术的框图；
图15是示出声换能器的控制技术的框图；
图16是示出电压或电流信号的解调的框图；
图17是示出与声换能器一起使用的控制技术的组件的流程图；
图18是示出声换能器的功率、电抗、电阻和峰值性能的曲线图；
图19是示出电阻曲线与频率的关系的曲线图；
图20是示出电抗与频率的关系的曲线图，其中标识了许多不同的模式；
图21是示出绝对阻抗幅度的曲线图；
图22是示出阻抗相位的曲线图；
图23是示出通过功率归一化的位移的曲线图；
图24是示出通过功率归一化的平均压力的曲线图；
图25是示出零相位处的平面波情况下的操作的曲线图；
图26是示出在最小电抗下的多模式操作的曲线图；
图27是示出电阻、电抗和有功功率与频率的关系的曲线图；
图28是示出在最小电抗下的多模式操作的曲线图；
图29是当通过声驻波处理初级流体和二次流体或微粒时包括rmax的阻力跟踪和对声驻波的跟踪损失的图形表示；
图30描绘了围绕电抗最小值的扫频，利用新的最小电抗频率中的曲线上的四个点定义了新的电抗最小值；
图31描绘了对最小电抗曲线的询问，并对曲线上的点进行了两步大小的询问；
图32是在电抗曲线上找到两个点以便找到xmin或最小电抗的图形；
图33描绘了两条电抗曲线和不同的跟踪模式；
图34是电抗曲线的曲线图；
图35是控制系统的图。
图36是从约2.22mhz到约2.30mhz的全局扫频的电阻和电抗与频率的曲线图；
图37是从约2.10mhz到约2.30mhz的全局扫频的电抗与频率的曲线图；
图38是从约2.18mhz到约2.20mhz的微扫描的电抗与频率的曲线图；
图39是控制技术的电抗与频率的曲线图。
具体实施方式
图1是声波分离器系统的概图。主体流体和次级相(例如，粒子、细胞或第二不同流体)的混合物10经由泵11被送入声室12中。这里，该混合物是细胞-流体混合物。在声室中，次级相从主体流体中浓缩出来。浓缩的细胞16由另一个泵13送出以被收集。由于去除了浓缩的细胞而更加澄清的主体流体被单独收集(由附图标记14指示)。一般而言，声室具有至少一个入口及至少一个出口。
声室如图2所示地操作。在超声换能器17和反射器18之间创建了一个或多个多维声驻波。该驻波被示为以局部最小值开始和结束，然而，其他实施方式也是可能的。例如，驻波可以在换能器或反射器处偏移，使得局部最小值或最大值与换能器或反射器间隔开。反射波(或由相对的换能器生成的波)可以与换能器生成的波同相或异相。驻波的特性可以通过施加到换能器的驱动信号来修改和/或控制，例如通过修改和/或控制驱动信号的相位、幅度或频率。声学上透明或响应性材料也可以与换能器或反射器一起使用，以修改和/或控制驻波。
当流体混合物流过具有有源超声换能器17的声室12时，取决于相对于主体流体的粒子或二次流体的声学对比因子，粒子或二次流体21在多维声驻波的波节或波腹处簇集、集中、团聚、聚合、结块或聚结。粒子形成团簇，当团簇长到足以克服多维声驻波的保持力(例如，聚结或团聚克服重力或浮力)时，团簇最终会离开多维声驻波波节或波腹。对于比主体流体更稠密的流体/粒子(例如，图1中的细胞)，团簇沉到底部，并且可以与澄清的主体流体分开收集。对于密度小于主体流体的流体/粒子，浮力团簇向上漂浮并可以被收集。
声场从粒子上的散射导致三维声辐射力，该声辐射力充当三维陷波场。当粒子相对于波长较小时，声辐射力与粒子体积(例如，半径的立方)成比例。力与频率和声学对比因子成比例。力与声能(例如，声压幅度的平方)成比例。当施加在粒子上的声辐射力强于流体拖曳力与浮力和重力的综合作用时，粒子被捕获在声驻波场内。多维声驻波中的粒子捕获导致被捕获粒子的簇集、集中、团聚和/或聚结。因此，可以通过增强的重力/浮力分离将一种材料的相对大的固体与不同材料、相同材料和/或主体流体的较小粒子分离。
多维驻波在轴向方向(例如，在驻波的方向、在换能器和反射器之间，其可能与流向成一定角度，并且在一些实例中可以垂直于流向)和横向方向(例如，沿流向或横向于换能器和反射器之间的方向)二者上都生成声辐射力。当混合物流过声室时，悬浮液中的粒子在驻波方向上经受强大的轴向力分量。由于该声力横跨(例如，垂直于)流向和拖曳力，因此取决于粒子的对比因子，其将粒子快速移动到压力波节平面或波腹平面。横向声辐射力的作用是使浓缩的粒子移向每个平面节点的中心，从而导致簇集、团聚或结块。横向声辐射力分量可以克服此类粒子团块的流体阻力，以使团簇不断生长，由于重力或浮力，该团簇可以离开混合物。随着粒子簇的尺寸增加每粒子的阻力的下降，以及随着粒子簇的尺寸增大每粒子的声辐射力的下降可能单独或共同影响声分离器设备的操作。在本公开中，多维声驻波的横向力分量和轴向力分量具有相同或不同的数量级。在这方面，要注意的是，在由单个换能器生成的多维声驻波中，轴向力比横向力强，但是这种多维声驻波的横向力比平面驻波的横向力高得多，通常高两个数量级或更多。
粒子阻力和声辐射力效应可能影响本公开的系统和方法的最佳操作。在小于10的低雷诺数下，层流占主导地位，并且粘性力比惯性力强得多。
当粒子被多维超声波驻波捕获时，它们开始聚集并形成粒子团块。在该粒子团块上的阻力是该团块的几何形状的函数，而不仅仅是构成该团块的单个粒子的阻力之和。
对于层流，navierstokes等式表达为：
其中，
对于低雷诺数，非稳态运动和惯性运动项可以被忽略(即，设置为零)，并且可以将等式简化为：
▽p＝μ▽2v
对于直径为a的粒子，以下等式成立：
其中p为压力，μ为动态粘度，a为粒径，v为流速，并且f为斯托克阻力。
在讨论系统的进一步优化之前，现在提供有关如何生成多维声驻波的解释是有帮助的。通过以生成声驻波并激发换能器的基本3d振动模式的频率驱动由压电材料组成的超声换能器，来获得用于粒子收集的多维声驻波。换能器可以由各种材料组成，这些材料可以被微扰以生成超声波。例如，换能器可以由压电材料组成，包括压电晶体或多晶体。用于实现多模式响应的超声换能器中的压电材料(其可以是压电晶体或多晶体)的微扰允许生成多维声驻波。压电材料可以专门设计为在设计频率下以多模式响应变形，从而允许生成多维声驻波。可以用压电材料的不同模式(例如，生成多维声驻波的3x3模式)来生成多维声驻波。通过允许压电材料通过许多不同的模式形状振动也可以生成大量的多维声驻波。因此，可以选择性地激发材料以在多种模式下操作，例如0x0模式(即，活塞模式)、1x1、2x2、1x3、3x1、3x3和其他更高阶的模式。可以对材料进行操作以循环通过各种模式，依次地或者跳过一种或多种模式，而不必每次循环都以相同的顺序进行。材料在模式之间的这种切换或抖动允许各种多维波形以及在指定时间期间生成的单个活塞模式形状。
对在本公开的设备、系统和方法中使用的超声换能器的一些进一步的解释也可能是有帮助的。在这方面，换能器可以由压电材料构成，例如可以由pzt-8(钛酸锆钛酸铅)制成的压电晶体或多晶体。这样的晶体的主要尺寸可以在1英寸的数量级上或更大。压电材料的谐振频率可以标称约为2mhz，并且可以以一个或多个频率操作。每个超声换能器模块可以具有仅一个晶体，或可以具有多个晶体，其中的每个晶体都充当单独的超声换能器，并由一个或多个控制器控制，该控制器可以包括信号放大器。压电材料可以是正方形、矩形、不规则多边形或大体上具有任意形状。换能器用于产生压力场，该压力场生成与驻波方向正交(横向)且沿驻波方向(轴向)的相同数量级的力。
图3是常规超声换能器的剖视图。该换能器在其底端处具有耐磨板50，环氧树脂层52、陶瓷晶体54(由例如pzt制成)、环氧树脂层56和背衬层58。在陶瓷晶体的任一侧上都有电极：正电极61和负电极63。环氧层56将背衬层58附接到晶体54。整个组装件被包含在外壳60中，该外壳60可以由例如铝制成。电适配器62为电线提供连接以穿过外壳并连接至引线(未示出)，该引线附接到晶体54。通常，将背衬层设计为增加阻尼并创建在宽的频率范围上具有均匀位移的宽带换能器，并且被设计成抑制特定振动本征模式下的激励。耐磨板通常设计为阻抗变压器，以更好地匹配换能器辐射到其中的介质的特性阻抗。
图4是根据本公开的示例的超声换能器81的剖视图。换能器81的形状为圆盘或盘状，并具有铝制外壳82。压电晶体是钙钛矿陶瓷晶体块，在较大的二价金属离子(通常是铅或钡)和o2-离子的晶格中，每个晶体由小的四价金属离子(通常为钛或锆)构成。作为示例，pzt(钛酸锆钛酸铅)晶体86限定了换能器的底端，并且从外壳的外部暴露。晶体具有内表面和外表面。晶体由小的弹性层98支撑在它的周边，例如为有机硅或类似材料，位于晶体和外壳之间。换句话说，不存在磨损层(wearlayer)。在特定实施例中，晶体是不规则多边形，并且在进一步的实施例中是不对称不规则多边形。
螺钉88经由螺纹将外壳的铝顶板82a附接到外壳的主体82b。顶板包括用于为换能器供电的连接器84。pzt晶体86的顶表面连接到由绝缘材料94隔开的正电极90和负电极92。电极可以由任何导电材料制成，例如银或镍。通过晶体上的电极向pzt晶体86提供电能。注意，晶体86没有衬层或环氧树脂层。换句话说，在换能器中，在铝顶板82a和晶体86之间有气隙87(即，外壳是空的)。在一些实施例中，可以提供最小的背衬58(在内表面上)和/或耐磨板50(在外表面上)，如图5所示。
图6是对数-对数图(对数y轴，对数x轴)，其示出了声辐射力、流体阻力和浮力随粒子半径的成比例变化，并为使用声辐射力进行粒子分离提供了解释。浮力是与粒子体积有关的力，因此对于微米数量级的粒子大小可忽略，但是增长，并且对于数百微米数量级的粒子大小变得显著。流体阻力(斯托克斯阻力)与流体速度成线性比例，因此通常超过微米级粒子的浮力，但对于数百微米数量级的较大粒子则可忽略。声辐射力的比例不同。当粒子大小较小时，gor’kov等式是准确的，并且声捕获力随粒子的体积成比例变化。最终，当粒子大小增大时，声辐射力不再随粒子大小的立方增加，而将在某个临界粒子大小处迅速消失。为了进一步增加粒子大小，辐射力的大小再次增加，但相位相反(图中未示出)。重复此模式以增加粒子大小。
最初，当悬浮液流过具有主要是微米大小的小粒子的系统时，声辐射力平衡了流体阻力和浮力的组合作用，以允许使粒子被捕获在驻波中。在图6中，这种捕获发生在标记为rc1的粒子大小上。然后该图指示所有较大的粒子也将被捕获。因此，当小粒子被驻波捕获时，会发生粒子簇集/聚结/结块/聚集/团聚，导致有效粒子大小连续增长。随着粒子簇集，团簇上的总阻力远低于个体粒子上的阻力之和。本质上，随着粒子簇集，它们相互屏蔽流体流，并且减少了团簇的总阻力。随着粒子团簇尺寸增大，声辐射力会从团簇反射出去，使得净声辐射力每单位体积减小。粒子上的声横向力可能大于使团簇保持静止并增大尺寸的阻力。
粒子大小持续增长，直到浮力变为主导，这由第二临界粒子大小rc2指示。团簇每单位体积的浮力随团簇尺寸保持恒定，因为它是粒子密度、团簇浓度和重力常数的函数。因此，随着团簇的尺寸增加，团簇上的浮力的增加速度快于声辐射力。在尺寸rc2处，取决于它们相对于主体流体的相对密度，粒子将上升或下沉。在此大小下，声力是次要的，重力/浮力变为主导，并且粒子自然地从主体流体中掉出或升起。一些粒子可能会留在声波中，而另一些团簇会掉出来，并且那些剩余的粒子和随着流体混合物的流动进入声室的新粒子继续移动到三维波节位置，以重复增长和掉出过程。因此，图6解释了如何将小粒子连续捕获在驻波中，增长成更大的粒子或团块，然后最终由于浮力/重力的增加而上升或沉降。
在一些示例中，换能器的尺寸、形状和厚度可以确定在不同激励频率下的换能器位移。不同频率的换能器位移可能会影响粒子分离效率。高阶模态位移可以在所有方向上在声场中生成具有强梯度的三维声驻波，从而在所有方向上产生强大的声辐射力，例如这些力的大小可以相等，从而导致多条陷波线，其中陷波线的数量与换能器的特定模式形状相关。
图7示出了在2.2mhz换能器谐振附近测得的换能器电阻抗幅度作为频率的函数。换能器电阻抗的最小值对应于水柱的声谐振，并表示操作的潜在频率。数值建模已经指示，换能器的位移曲线在这些声谐振频率处发生显著变化，从而直接影响声驻波和所得到的陷波力。由于换能器在其厚度谐振附近操作，因此电极表面的位移基本上异相。换能器电极的典型位移可能不均匀，并且取决于激励频率而变化。高阶换能器位移模式得到较高的陷波力，并为捕获的粒子提供多个稳定的陷波线。
为了研究换能器位移曲线对声陷波力和粒子分离效率的影响，重复了十次实验，除激发频率外，所有条件均相同。十个连续的声谐振频率(由图7中带圆圈的数字1-9和字母a表示)用作激励频率。条件为实验持续时间为30分钟，1000ppm油浓度约为5微米sae-30油滴，流速为500ml/min，并且施加的功率为20w。
当乳液通过换能器时，观察并表征了油滴的陷波线。对于图7中识别的十个谐振频率中的七个谐振频率，表征涉及对流体通道上陷波线数量的观察和模式，如图8a所示。
图8b示出了系统的等轴测图，其中正在确定陷波线的位置。图8c是沿箭头114向下看入口时系统看起来的样子的系统视图。图8d是沿着箭头116直接看换能器表面时系统看起来的样子的系统视图。
通过改变用于激励晶体的驱动参数(包括频率)可以使本文所述换能器的压电晶体以各种响应模式操作。每个工作点在理论上叠加具有无限多个振动模式，其中一个或多个振动模式占主导。实际上，在换能器的任意工作点处存在多种振动模式，其中一些模式在给定的工作点处占主导。图9给出了对典型粒子大小的晶体振动和横向辐射力的comsol结果。绘制了横向辐射力与轴向辐射力之比与工作频率的关系曲线。点被标记在曲线上，其中特定的振动模式占主导。模式i表示被设计为在混合物中生成2mhz驻波的晶体的平面振动模式。模式iii表示1x1晶体的3x3模式操作。这些分析结果表明，在不同水平的横向辐射力作用下，3x3模式可以占主导。更具体地说，对于3x3模式，以2.283mhz的频率操作示例性系统会生成最低的横向力比，约为1.11。该工作点为示例性系统生成最大的团簇大小和最佳的收集操作。为了获得最高效的分离，期望对于给定配置以用最低横向力比生成期望的3d模式的频率来操作本文描述的设备和系统。在一些实施例中，工作点是曲线上不是平面或零相位角的任何点。例如，可以在图9中的曲线上选择工作点，其中声驻波是非平面的，和/或其中相位角是非零的。
参考图10，示出了用于定位声换能器和/或换能器/声室组合(其可能是欠载的(underload))的最小和/或最大电抗的过程的流程图。负载可以是声室中的流体，和/或与初级流体或主体流体分离的微粒或二次流体。随着微粒或二次流体与初级流体或主体流体分离，声室中流体的特性发生变化，这会影响换能器和/或换能器/声室组合的运行。定位用于驱动换能器的工作点的过程开始于扫描施加到换能器的频率，例如通过将一定范围的频率施加到换能器并测量来自换能器的反馈数据。可以通过用户设置提供要扫描的频率范围。收集换能器的电抗x和电阻r的数据。收集电抗和电阻数据的一种技术是测量换能器上的电压、电流和相位角。电阻被确定为电压的实部除以电流，而电抗被确定为电压的虚部除以电流。
当收集用于扫频的数据时，可以确定许多谐振和反谐振频率。数据可以通过低通滤波器，并且可以使用导数函数识别峰值。还确定了反谐振的最大峰值。该方法可以接受来自反谐振的电抗数量的输入设置，以定位最小电抗。基于收集和计算的数据，确定了低于反谐振的期望的最小电抗或高于反谐振的期望的最大电抗，在这种情况下，其被确定为最小或最大电抗的指标。一旦找到期望的电抗的频率，就将rf功率转换器的频率设置为所定位的频率。所定位的频率可以是用于操作换能器的工作设定点。
在一段时间(例如，几毫秒到几十秒)之后，重复该过程。通过重复该过程，可以动态识别系统中的变化，例如由温度偏移引起的电抗变化，并且可以根据过程相应地修改期望的工作设定点。
参考图11，流程图示出了用于实现在上述频率确定过程中使用的低通滤波器的过程。可以根据所示过程来修改滤波器特性，以有助于优化期望频率设定点的检测。该过程开始于使用现有的截止频率或转折频率结合从扫频中收集的数据。零相位低通巴特沃斯滤波器用于以截止频率过滤收集的数据。取数据的导数以确定最小值和/或最大值，并对正到负的过零(positivetonegativezerocrossing)进行识别和计数。正到负的过零指示频率响应中检测到的峰值。如果该过程检测到的峰值比预期的多，则截止频率会增加并该过程被重复。如果计数小于预期的峰值数，则将滤波后的数据提供给最小/最大电抗检测过程。
图12示出了耦合到声腔的稍微衰减的1x3压电换能器的扫频，包含cho(中国仓鼠卵巢)细胞的流体流过该声室。如图所示，定位了峰值反谐振，并且为频率设定点选择了远离反谐振两个的最小电抗。在该图中，反谐振约为2.278mhz，并且所选频率设定点约为2.251mhz。
图13示出了耦合到包含cho的声室的高阻尼2mhz1x3换能器的扫频。确定峰值反谐振，并为工作设定点选择远离反谐振频率两个的最小电抗。尽管选择了远离反谐振频率两个的最小电抗作为工作设定点，但可以为工作设定点选择任何远离反谐振的电抗或指数。
通过大规模声过滤系统的实验测试，已经确定，当在低于电抗器谐振的频率下以最小电抗点操作以及以高于换能器的反谐振的最大电抗点操作时，1mhz和2mhz1x3换能器可能具有最佳效率。本文描述的技术提供了自动方法来设置对换能器的rf驱动器的频率，因此它以反谐振以下的最小电抗点或反谐振以上的最大电抗操作。根据特征，该技术维持期望的工作点。该技术可用于设置rf驱动器的频率，例如上面讨论的逆变器、函数发生器或振荡器。
该方法开始于运行扫频并为每个频率步长收集电阻和电抗数据。电阻和电抗数据是从rf驱动器的电压和电流测量结果外推出来的。扫描范围可以由用户指定，但目标是在换能器的反谐振以上50khz和/或以下50khz。附加地或替代地，扫描范围可以在换能器的反谐振以上150khz和/以下150khz。步长和步长间隔也是可以更改的变量。当扫描完成后，它将在每个步骤处输出频率、电阻和电抗。
然后，使用零相位低通巴特沃斯滤波器对来自扫描的数据进行滤波。电抗进入一个回路，在该回路中滤波器的低截止频率不断增加，直到滤波后的数据的峰值数量等于估计的峰值数量。该估计峰值的数量由用户录入。使用零相低通巴特沃斯滤波器对电阻数据进行滤波，然而低截止频率会增加直到存在一个峰值。滤波后的电阻数据的峰值被解释为换能器的反谐振。
计算滤波后的电抗数据的导数，并将其用于找到电抗曲线的所有最大或最小点。如果来自反谐振数据输入的电抗数量最小值/最大值为负，则该方法将寻找反谐振以下的最小电抗点。该方法通过识别负到正的过零(换句话说，即滤波后的电抗曲线的导数的向上斜率过零)来做到这一点。如果该数量为正，则该方法将在反谐振上方寻找正到负的过零，这是电抗曲线的最大点。来自反谐振数据输入的电抗数量最小值/最大值的绝对值是来自反谐振的最小点或最大点的数量。该点的指数用于确定设置rf驱动器的频率。
设置rf驱动器，并且该方法等待由用户设置的指定时间量。一旦经过了此时间段，该方法就进行扫描并重新开始该序列。在图12和图13中可以看到轻微阻尼数据和高度阻尼数据二者的样本数据。在这两个示例中，均选择了该方法来在反谐振以下选取两个最小电抗点，由粗竖线表示。设定频率由左侧的粗线指示。可以看出，该线落在滤波后的电抗数据曲线的导数的负到正的过零处，并且在滤波后的电抗数据曲线的局部最小值处。
参考图14，示出了用于控制耦合到声室114的声换能器112的控制配置的图。声换能器112由包括dc源110、dc-dc转换器116和rfdc-ac逆变器118的rf功率转换器驱动。检查或感测由逆变器118提供的输出驱动信号以获得电压感测122和电流感测124，该电压感测122和该电流感测124被反馈到控制器120。控制器120将控制信号提供给转换器116和逆变器118，以调制被提供给声换能器112的驱动信号。
由控制器120提供给转换器116的信号是脉冲宽度量度，其确定转换器116中的开关信号的占空比。该占空比确定施加到逆变器118的转换器116的输出的dc电平。例如，占空比越大，由转换器116生成的dc输出越高。控制器120还向逆变器118提供控制信号，该控制信号确定逆变器118的工作频率。提供给逆变器118的控制信号可以是开关信号，以用于开关逆变器118中的开关。替代地或附加地，控制器120可以向逆变器118提供控制信号，该控制信号用于指示期望的开关频率，并且逆变器118内部的电路解释该控制信号并根据解释后的控制信号来开关内部开关。
电压感测122和电流感测124产生作为反馈信号被提供给控制器120的信号，以控制被提供给声换能器112的驱动信号。例如，控制器120对由电压感测122和电流感测124提供的信号执行操作和计算，例如以获得功率度量，p＝v*i，其中p是诸如有功功率、虚功率或视在功率之类的功率，其中v是诸如峰值电压或均方根(rms)电压之类的电压，并且i是电流。例如，有功功率由等式p＝v*i*cos(相位角)表示。
控制器120配备有控制方案，该控制方案接受诸如功率输出、频率工作范围或其他用户可选参数之类的过程设置，并且基于过程设置和反馈值向转换器116和逆变器118提供控制信号。例如，如上所述，控制器120可以一次通过被提供给逆变器118的频率范围中的多个频率，以扫描频率范围，并确定换能器112或换能器112与声室114组合的特性，该声室114可能是欠载的。分别从电压感测122和电流感测124获得的电压和电流方面的扫频结果被用于识别组件或系统的阻抗曲线的特性，如图12所示。扫频可以被实现为在所示系统的操作期间以设置和/或间隔发生。在稳态操作期间，可以基于用户设置和反馈值进行扫频，以识别期望的工作设定点，例如功率或频率。因此，由控制器120实现的控制方案是动态的，并且响应于系统中的变化条件，例如频率漂移、温度变化、负载变化和任何其他系统参数变化可能遇到的情况。控制方案的动态性质允许控制器响应或补偿非线性，例如随着组件老化或失去公差而可能遇到的非线性。因此，控制方案是自适应的并且可以容适系统变化。
系统操作的一些示例包括驱动声换能器112以在声室114中产生多维声驻波。通过驱动声换能器112来刺激3d声波，该声换能器可以被实现为压电晶体，在本文中有时称为pzt，接近其反谐振频率。腔谐振会调制pzt的阻抗曲线，并影响其谐振模式。在3d声场的影响下，声腔114中的液体介质中的悬浮粒子被迫成团片，然后被紧密堆积成团簇。一旦粒子浓度达到临界尺寸，重力就会接管，并且团聚的材料会从声场中掉出来并落到腔室的底部。团聚材料浓度的变化以及该材料的掉出都会影响腔的谐振，进而改变pzt上的声载荷及其对应的电阻抗。所收集材料的动力学(dynamics)变化会使腔和pzt失谐，从而降低了3d波在澄清介质中的作用。另外，介质和腔温度的变化也会使腔失谐，使得澄清降低。为了跟踪腔中发生的谐振变化，使用控制技术来跟踪pzt电气特性的变化。
通过以其输入阻抗为复数(实数和虚数)量的频率驱动pzt，可以生成强大的3d声场。然而，腔动力学可能导致该阻抗值以不稳定的方式显著变化。阻抗的变化至少部分地是由于施加到声换能器112和/或声室114的负载的变化引起的。当粒子或二次流体与初级流体或主体流体分离时，声换能器112和/或声室114上的负载发生变化，这转而可能影响声换能器112和/或声室114的阻抗。
为了校正失谐，控制器120根据使用电压感测122和电流感测124在pzt处感测的电压和电流来计算pzt阻抗，并且确定用于改变工作频率以补偿失谐的方式。由于频率变化会影响传递到腔室的功率，因此控制器还确定如何调节(动态)降压转换器116的输出电压，以维持从rfdc-ac逆变器118并且到声换能器112和/或声室114中的期望功率输出量。
降压转换器116是电子可调节的dc-dc电源，并且是逆变器118的电源。rfdc-ac逆变器118将来自转换器116的dc电压转换回高频ac信号以驱动pzt。腔室中的动力学以对应于低音频频带中频率的速率发生。因此，转换器116、控制器120和dc-ac逆变器118能够以比低音频带更快的速率工作，以允许控制器120跟踪腔室动力学并保持系统调谐。
控制器120可以同时改变dc-ac逆变器118的频率和从降压转换器116出来的dc电压，以实时跟踪腔动力学。系统的控制带宽是逆变器118的rf带宽和降压转换器116的滤波系统的截止频率的函数。
作为示例，控制器120可以实现为dsp(数字信号处理器)控件或fpga(现场可编程门阵列)控件。控制器120可以用两个通道来实现，以允许并行处理，例如以分析有功和/或无功阻抗、电压、电流和功率。
腔的声学动力学影响pzt的电气特性，影响pzt消耗的电压和电流。由控制器处理感测到的pzt电压和电流，以计算由pzt消耗的实时功率及其瞬时阻抗(受声学动力学影响)。基于用户设定点，控制器实时地调节提供给逆变器118的dc功率以及逆变器118被操作以跟踪腔动力学并维持用户设定点的频率。lcl网络用于匹配逆变器t118的输出阻抗以增加功率传输效率。
控制器120足够快地采样传感器信号以实时检测腔性能的变化(经由pzt阻抗的变化)。例如，控制器120可以以每秒一亿个样本来采样来自电压感测122和电流感测124的反馈值。实现信号处理技术以允许系统操作具有较大的动态范围，以容易腔动力学和应用中的各种变化。转换器116可以被配置为具有快速的响应时间，以跟随来自控制器120的信号命令。逆变器118可以驱动各种负载，这些负载需要随着时间改变的变化的有功功率和无功功率。用于实现图14所示系统的电子封装可以被配置为满足或超过对电磁干扰(emi)的ul和ce要求。
参考图15，控制器120可以使用rtl(寄存器传送级别)用超高速并行数字信号处理循环来实现，该rtl在现场可编程门阵列(fpga)内部的实际数字电子电路中实现。两个高速数字比例积分(pi)回路调节由控制器120生成的频率和幅度控制信号，以跟踪功率和电抗。线性放大器132用于放大来自控制器130(其可以被实现为控制器120)的输出信号，以准备驱动pzt。电压和电流感测用于感测换能器处的电压和电流。由控制器130串行执行计算以生成被提供给线性放大器132的控制信号。fpga可以以100mhz的时钟信号进行操作。时钟速度有助于获得足够快的采样，以实时监测和适应pzt的状况。此外，fpga的结构允许每个门组件具有与时钟速度相称的传播延迟。每个门组件的传播延迟可以小于一个周期，或者10ns(在100mhz的时钟速度下)。
控制器130可以被配置为计算以下参数。
vrms＝sqrt(v12+v22+…+vn2)
irms＝sqrt(i12+i22+…+in2)
有功功率(p＝v-inst.xi-inst在n个循环期间积分)
视在功率(s＝vrmsxirms)
控制器130可以被配置为通过将感测的电压和电流分解成同相和正交相分量来计算无功功率和双极相位角。图16示出了电压和电流的同相和正交相解调以获得四象限相、无功功率和电抗。使用同相和正交相分量可以简化无功功率和相位角的计算。
vphase角＝arctan(qv/iv)
iphase角＝arctan(qi/ii)
相位角＝vphase–iphase
无功功率＝(q＝视在功率x正弦(相位角)
控制器130可以实现以扫频开始的控制方案，该扫频用于确定扫频范围内的离散频率处的系统性能参数。该控制方案可以接受起始频率、频率步长大小和步数的输入，其定义了扫频范围。控制器130向线性放大器132提供控制信号以调制施加到pzt的频率，并且使用电压感测和电流感测来测量pzt的电压和电流。控制器130的控制方案可以重复扫频多次，以相对较高的保证水平来确定系统特性，例如电抗。
作为对扫频中获得的数据进行分析的结果，可以确定多个电抗最小值。可以向控制技术提供输入，该输入指定期望的电抗最小值所位于的某个频率范围，并且可以提供电阻斜率(+/-)，该电阻斜率(+/-)可用于基于对应于期望的最小电抗的电阻跟踪来跟踪期望的工作点。电阻斜率可以是在最小电抗附近恒定的，这可以为与跟踪技术一起使用提供有用的参数。通过以期望的频率跟踪电阻，可以获得鲁棒的控制，以用于在最小电抗点处操作。
控制技术可以取电阻/电抗值的导数来定位零斜率导数，其指示最大值和最小值。比例积分微分(pid)控制器回路可用于跟踪电阻，以获得发生期望的最小电抗的频率设定点。在一些实施方式中，控制可以是比例积分(pi)回路。在fpga以100mhz操作的情况下，可以每10ns进行调节或频率校正，以补偿跟踪电阻的变化。这种类型的控制可能非常准确，并且可以实时实现，以在存在多个变化变量(包括例如电抗、负载和温度)的情况下管理pzt的控制。可以向控制技术提供针对电抗最小值或频率设定点的频率的误差极限，以允许控制调节到线性放大器132的输出以将频率维持在误差极限内。
诸如流体和微粒的混合物之类的流体混合物可以流过声室以被分离。可以经由流体泵提供流体混合物流，该流体泵可以将微扰引入流体以及pzt和腔室。微扰会在感测到的电压和电流幅度中产生显著的波动，表明腔室的有效阻抗随着泵的微扰而波动。然而，由于控制技术的速度，通过控制方法几乎可以完全消除波动。例如，可以在来自pzt的反馈数据中识别微扰，并可以在控制器的控制输出中对其进行补偿。反馈数据(例如，感测的电压和电流)可以用于跟踪总的声室压力。当换能器和/或声室的特性随时间变化并且具有各种环境参数(例如，压力或温度)时，可以感测到这些变化，并且控制技术可以补偿这些变化，以继续在理想的设定点处操作换能器和声室。因此，可以以非常高的准确度和精度来维持期望的工作设定点，这可以得到系统操作的效率最佳。
fpga可以被实现为独立模块，并且可以与d类驱动器耦合。可以为每个模块提供硬编码的地址，使得在连接到系统时可以对其进行标识。可以将模块配置为可热交换，使得系统连续操作被允许。该模块可以被校准为特定的系统和换能器，或者可以被配置为例如在初始化时在特定的点执行校准。该模块可以包括诸如eeprom之类的长期存储器，以允许存储操作时间、健康状况、错误日志以及与模块的操作相关联的其他信息。该模块被配置为接受更新，使得例如可以用同一装备来实现新的控制技术。
示例性控制技术执行循环，在该循环中，在声换能器处测量电压和电流，计算有功功率和电阻，并将其提供给比例积分(pi)控制器。pi控制器的输出用于调节提供给换能器的信号的幅度和频率。重复该循环，使得提供给换能器的功率的幅度被控制和跟踪，并且提供给换能器的功率的频率被控制和跟踪。例如，该循环允许控制器动态地调节以适应系统中的变化，包括与换能器和/或换能器/声腔组合的负载有关的变化或与温度有关的变化。
图17示出了用于处理信息以实现换能器控制的示例性方法。该方法使用最小电抗和有功功率的期望工作点，这可以从用户输入获得。从换能器接收数据，包括驱动电压和驱动电流。调节从换能器接收到的数据，以提高信息和由其导出的计算的质量。例如，代表驱动电压和驱动电流的数据经过去偏斜校正(相位平衡电压和电流信号之间的关系)，被提供有偏移量并按比例缩放以用于后续计算。条件数据用于计算换能器的有功功率、电阻和电抗。将这些参数与该方法中接收到的工作点进行比较，然后使用pi控制器生成一个信号，该信号可以调节被提供给换能器的驱动信号的有功功率和频率。注意到，调节后的反馈参数可用于与期望的工作点信息结合生成误差信号，其中误差信号被提供给放大器，该放大器调节被提供给电源的信号，无论是线性放大器还是转换器-逆变器组合。
可以对施加在流体中的粒子上的声辐射力进行计算和/或建模。例如，创建了comsol模型并将其用于预测线性声驻波场。该模型实现了用于压电、弹性和声学的模型。该模型用于预测与波长相比较小的粒子上的声辐射力(包括使用gorkov等式)和较大的粒子上的声辐射力(包括使用yurii-zhenia等式)。在一些实例中，例如通过对功率进行归一化来对结果进行归一化可能是有帮助的。可以研究声辐射力对粒子的影响，特别是用于确定换能器配置，以及用于控制换能器和/或换能器/腔组合。
图18是示出本文所述的声泳系统的阻抗(电阻和电抗)、功率和性能的图。从图中可以看出，峰值性能出现在电抗最小值处。在电阻最大值和电抗最小值几乎重合的地方可能会出现最佳性能。
图19是示出电阻曲线与频率的关系的曲线图，其中标识了许多不同的模式。沿着电阻高于最小值的曲线图的线位置获得高阶模式。图20是示出在2.15mhz至2.3mhz的范围上的声学系统的电抗的曲线图。该图示出了，xmin工作点的选择可能取决于模式。例如，该曲线图示出了最低的xmin用于4x4模式，这意味着可以通过在4x4工作模式下以激励换能器的频率运行系统并选择适当的xmin(例如，x-1，x-2，以最强者为准)来获得最佳性能。
图21是示出绝对阻抗幅度的曲线图。该曲线图示出了最佳的多模式性能点接近陡峭的斜率，这使其难以维持高性能。
图22是示出阻抗相位的曲线图。最负相表示最小电抗或xmin。
图23是示出通过功率归一化的位移的曲线图，并且图24是示出通过功率归一化的平均压力的曲线图。功率考虑因素在大多数实施方式中都是重要的，例如200瓦驱动器驱动复合负载(该复合负载在rf频率的电压和电流范围中变化很大)对驱动器提出了很高的要求。因此，可以控制功率以进行多模式操作。当相对于功率对诸如位移和平均压力之类的工作参数进行归一化时，理解对于给定功率水平最佳工作频率是有用的。例如，该控制方法可以寻求以最低有用功率设置在多模式下在峰值压力下操作。给定图24中的曲线图，在没有相对精确的频率控制的情况下，这样的控制可能是困难的，因为模式v中的峰值压力的频率与压力最小值和模式i中的操作非常接近。
图25是示出以零相位利用平面波的操作的曲线图。图26是示出最小电抗下的多模式操作的曲线图。图27是示出电阻、电抗和有功功率与频率的关系的曲线图。图25所示的性能相当差，最小浊度约为1000，并且典型的浊度性能要高得多。图25所示的性能在图27中示出并且为零相位。在这种情况下，声换能器产生平面模式声驻波，可以将其设想为活塞操作。
图26中的浊度性能比图25所示的浊度性能有了显著提高，其中最小浊度通常小于500。在这种情况下，声换能器以电抗最小值运行，如图27的曲线图中的点x-1处所示。点x-1表示多模式操作，其可以在声驻波通过的流体中的粒子上生成轴向力和横向力。因此，提供用于以电抗最小值操作声换能器的控制技术可以达到期望的性能。如图27中的点x-4所示，即使在多模式下操作时以零相位也可以达到期望的性能。点x-4是零相时的电抗最小值，由于多模式操作，它可以达到期望的性能，与零相位平面波操作不同。在图28中示出了使用x-4作为具有最小电抗的工作点。从该图可以看出，即使x-4工作点与零相位工作点处于大约相同的电抗水平，x-4工作点也提供比x-1工作点更好的结果。该结果示出了在最小电抗下的多模式操作性能方面的显著优势。用换能器的零或平面波工作模式无法获得这些性能优势。
图29示出了两个曲线图，其示出了电阻跟踪方法。左图示出了定位xmin后的电阻跟踪。如果跟踪方法基于找到xmin后的电阻，则系统可能会在操作期间漂移，将控制回路置于潜在的不稳定状态，如右图所示。
多维声波的动态跟踪也可以通过其他最小和最大参数来完成。这些包括声学系统的最大和最小电阻(rmax或rmin)、最大和最小电感(lmax或lmin)，以及最大电抗(xmax)。用于跟踪的算法的关键点是动态监测声驻波(例如，多维声驻波)，并且电子器件会补偿来自声驻波各个参数的变化的反馈，以维持声驻波的期望的处理能力，例如捕获、簇集、分段或以其他方式处理初级流体内的二次流体和三次流体以及粒子。
可以基于紧密跟踪传递到换能器的有功功率水平，同时紧密跟踪在一个腔室谐振跨度上的电抗数据图上的特定电抗位置，来实现用于自动控制声泳过程的示例性方法。电抗和功率水平是从压电元件上的电压和电流信号提取的，并为控制调谐过程提供恒定的反馈。该调谐过程包括调节输出驱动器放大器的增益以将恒定有功功率水平传递给压电元件，并且通过调节驱动信号的频率以在电抗曲线上跟踪期望的电抗位置。
该方法使用一种控制技术，该技术连续执行微扫频(frequencymini-sweep)(较小的局部扫频)以跟踪相对于最小电抗的多模式陷波模式。该最小电抗位于单个选定的腔室谐振范围内，并根据换能器处感测到的电压和电流来计算。在一个示例性实施方式中，该方法使用减少数量的频率步长来减小或最小化功率将散布在其上的频率跨度。另一示例性实施方式可以使用尽可能小的频带来执行期望的控制。可以使用远远高于系统动力学的扫频速率。这样的高扫频速率允许控制比加载的谐振腔的物理动力学更快地响应，使得xmin跟踪可以更加准确和一致。例如，可以使用从大约3khz到大约300khz的控制速率。
在微扫描的每个频率步长上，都根据新获取的电压和电流数据来计算新的电抗值。然后，将该新的电抗值与当前存储的先前的最小电抗值进行比较，并且如果发现更低或更多的负电抗值，则将该值替换。在完成了扫频时，此方法的效果是在整个微扫描上定位最小电抗值。算法的最后一步将输出频率设置/停在此新定位的电抗最小值处，加上频率偏移量(如果期望的话)。以足够快的速度重复此过程，以跟踪谐振腔内部发生的声泳过程内的条件的任何物理变化。
控制过程实现许多步骤来紧密跟踪期望的xmin点。参考图35，示出了用于计算用于跟踪xmin的各种参数的控制系统。参考图36，执行全局扫频以在谐振腔室响应中定位反谐振点。反谐振点的频率保存以供以后参考。反谐振频率是电阻最大峰值与电抗过零的点对齐的点，该点可能出现在频率响应的单个点处。电抗的过零是系统的本征值。通过监测随频率变化的电阻和电抗，可以使用这些标准来确定反谐振。在一些示例中，可以是全局扫频的扫频是从2.22mhz到2.26mhz的，其涵盖了电阻和电抗二者的多个半周期的峰值和谷值。在其他示例中，扫描范围是从0.5mhz到1.5mhz或从2mhz到2.5mhz，或那些范围的部分。尽管可以使用任何其他合适的步长，但是扫描可以具有大约2khz的大小的频率步长。在一些示例中，当电流达到峰值时，系统获得高效率。可以在改变频率的同时监测电流，以识别峰值电流。
扫频可以分步或连续进行。频率增加的速率或步长可以由用户输入指定和/或可以基于若干参数来确定。例如，如果声学路径长度是已知的，则可以将其提供给系统以允许执行计算以确定驻波的谐振间隔。谐振间隔可以用于确定在谐振位置处操作的频率设定点，可以用更精细的频率等级对其进行检查，以定位电阻和电抗的最小值和/或最大值。例如，对于本文所讨论的控制，可以获得低至23mhz(毫赫兹)的频率分辨率。图37是示出全局扫频到电抗最小值的结果的曲线图。
然后，以较小的频率间隔进一步检查所确定的系统电抗最小值，以获取局部最小电抗，该最小电抗可用作初始工作设定点。较小的扫频或微扫频产生局部最小电抗值和相关联的频率，其可用于初始化xmin跟踪。图38和图39示出了局部微扫描以及得到的最小电抗和xmin频率。
该过程使用初始设定点作为在最小电抗位置周围进行连续微扫描的起点。建立了微扫描的参数，例如扫描步长、扫描半径和/或方法类型。扫描范围的上限和下限被识别。扫描在下限处开始，并测量换能器上的电压和电流，以确定该频率下的电阻和电抗。根据步长改变频率，然后再次进行测量。随着扫描的继续，确定每个频率下的电抗值，并且可以将其存储或与存储的值进行比较。在该扫描中识别出最小的电抗值，并变为新的xmin。该新的xmin可以用于确定下一次扫描的新边界。例如，可以将新的xmin频率设置为下一次扫描的中心频率。扫描的边界由扫描半径决定，其中新的xmin在半径的中心。
可以连续进行微扫描以动态跟踪xmin。可以根据许多不同的方法来跟踪选定的xmin工作点。如上所述，当最小电抗由于操作因素而发生变化时，xmin跟踪方法将继续使用微扫描技术来定位最小电抗。当找到最小电抗时，该方法将设置新的微扫描参数，以将新的最小电抗的频率居中于微扫描范围内等等。这种跟踪技术将新的电抗最小频率连续定位在相对小的频率窗口内，这提高了方法的速度和准确性。窗口中心频率的调节允许确定窗口边界频率，以用于随后的微扫描迭代。
连续重复微扫描过程和频率跟踪与调节，以在声学系统的物理动力学变化时连续定位电抗最小值。以大于物理系统现象的速度进行的微扫描的重复率增加了连续的跟踪精度，并有助于在期望的动态设定点处改善或优化操作。
该控制系统自动设置比例跟踪算法的步长或增益。当在微扫描内找到新的电抗最小位置时，该新频率将用作设定点，例如无论频率变化的大小如何，控制都跳至该频率位置。只要扫描范围足够宽以包含最小电抗的任何变化，该方法就将跟踪期望的最小电抗设定点。与比例控制器相比，该技术具有多个有点，例如因为无需调节比例增益。无论声室中的条件如何，该算法都自动进行自我调谐。频率步长和频率步长的数量是基于系统特性来选择的，使得通过一次扫频内频率和最小电抗位置的变化，将检测到声泳过程的任何变化。
图30示出了使用微扫描方法定位xmin的技术。初始xmin如上所述地被定位。选择电抗曲线上的四个点以代表初始xmin值任一侧的线。可以求解线的等式以识别它们的交点。该交点用作新的xmin值。由于仅使用四个点，因此该技术非常快，并且对于许多应用而言可以足够准确。
图31示出了具有两个不同步长的xmin微扫描过程，以管理xmin跟踪。可以在所识别的最小电抗(xmin)的给定范围之外使用较大的步长，这可以帮助更快地接近期望的工作点。频率步数可以减少。门限可以用于确定使用哪个步长。例如，可以评估等式x–xminprev>门限，并且如果表达式为真，则可以使用较大的步长，并且如果表达式为假，则可以使用较小的步长。可以在最小电抗附近的给定范围中使用较小的步长，使得可以获得更精细的控制频率变化。
图32示出了xmin的微扫描跟踪的另一种方法。这种方法自动切换pi回路中的增益，以快速收敛到xmin。正pi增益是加性的(频率升高以增加电阻)，并且负pi增益是减性的(频率降低以增加电阻)。扫描关于xmin的两个点，并且由两个点形成的线的斜率给出幅度，而斜率的符号设置增益极性，其可以用于自动设置pi增益极性。等式：斜率＝(x2-x1)/(f1-f2)可以用于确定斜率的大小和极性。使用仅两个点和一个pi回路，该技术可以用于快速定位xmin。幅度和极性被自动生成并立即可用，从而增加了此方法的速度。
图33示出了用于跟踪xmin的迭代方法。对电抗曲线上xmin附近的两个点进行电抗幅度评估。将点之间的差异提供给pi回路，以在差异较大时(例如，曲线的斜率更陡峭时)放大差异。当两个点之间存在较大差异时，pi回路的输出用于调节频率阶跃以增加阶跃，以寻求更快的收敛。当频率点接近xmin时，pi回路提供了较小的步长，因为曲线底部附近的两个点处的电抗大小之间的差异较小。尽管有时可以使用多个迭代，但是这种方法有助于获得到xmin的快速收敛。
图34示出了示例性跟踪方法，该方法基于跟踪与电抗曲线的最小点相切的直线的斜率变化。由于尝试跟踪此类曲线底部的相邻点可能极其不准确，因此创建虚拟切线，该虚拟切线与曲线底部的切线平行。在曲线改变幅度和频率位置时两条线基本保持平行的假设下，此方法提高斜率变化的分辨率。
跟踪算法将频率fx作为其输入，在该频率下，在某个腔谐振间隔内已找到电抗最小值xmin。基于期望的跟踪分辨率级别选择增量频率f1。电抗值x1在起始频率fx-f1处被找到。启动搜索，该搜索将频率从搜索等于x1的x2值的起始频率递增到某个误差范围内。在其下x2被找到的频率fs被转换为相对于fx的频率，或者f2＝fs-fx。存储两个相对频率f1和f2，以供将来在跟踪中使用。
跟踪过程是迭代的。给定fx的当前值，该算法找到fx-f1处的电抗值(称其为x1)，以及fx+f2处的电抗值(称其为x2)。如果x2大于x1，则减小fx的值。如果x2小于x1，则增加fx的值。如果x1和x2本质上相同，则不执行任何操作。施加到fx的增量由跟踪速度考虑因素决定。增量越大，找到xmin所移到的位置的频率跳变就越大。注意到，该跟踪算法不依赖于实际电抗值，而仅依赖于相对电抗值，因为在此跟踪算法设计所针对的声学系统中，实际值是动态的，但在频带上的电抗形状相对恒定。通过重复上述步骤(使用固定的f1和f2值找到关于当前fx的x1和x2，并确定x2相对于x1的“倾斜”)，实现了连续跟踪。
另外，不同的跟踪技术可以与不同的参数一起使用，例如通过跟踪与期望的最小电抗相关联的电阻(rmax)。例如，可以跟踪感兴趣的电阻或多模式频率，或者提供合适性能的任何其他参数。
参考图39，用于扫频或扫描的过程的速度可以与系统和/或保留或离开声场或声驻波的材料的捕获或簇集有关。硬件和硬件上实现的过程的组合产生控制速度，该控制速度用于获得用于跟踪最小电抗频率的跟踪技术。例如，经由硬件和/或软件(单独地或组合地)显式和/或隐式地进行的平均，和/或系统操作或系统特性(例如，自然的系统谐振)可以用于操作跟踪过程。例如，发生的平均可能造成千赫兹范围中的控制速度。
例如，当材料被捕获到声场或声波中或从声场或声波中释放时，或者当系统温度发生变化时，或者当操作期间其他系统参数发生变化时，跟踪过程适应系统的动力学。由于多个不同的系统变量，电抗最小值可能体验频移。即使系统动力学发生显著变化，本文描述的过程也可以用于适应这些变化并维持高效率和高性能水平。
此外，本文所讨论的过程和/或算法可以被提供有用于各种参数的范围，这允许在范围上选择或挑选参数值。例如，时钟速度、数据采集速率、控制速率、微扫描分辨率和/或任何其他有用的参数可以具有允许用户提供设定点或允许基于反馈或其他设置或测量的参数来自动调节的值的范围。
本文讨论的系统和方法可以用于其他形式的声波。例如，本文讨论的技术可以与成角度的声驻波一起使用，该成角度的声驻波是在声驻波中实现的边缘效应，其中声驻波的边缘排斥主体流体中的粒子，同时允许主体流体和其他部分流过声驻波和它们自己利用的行波或者至少利用两个行波形成声驻波的之处。
本文讨论的技术可以与细胞浓缩液和洗涤系统、亲和结合系统和/或用于细胞和生物材料处理的其他声学配置结合使用。其他应用或实施方式包括分别用病毒和核酸转导和转染细胞，例如t细胞。
上面讨论的方法、系统和设备是示例。各种配置可以适当地省略、替代或添加各种过程或组件。例如，在替代配置中，可以以与所描述的顺序不同的顺序来执行方法，并且可以添加、省略或组合各种步骤。而且，关于某些配置描述的特征可以组合在各种其他配置中。可以以类似方式组合配置的不同方面和元素。而且，技术在发展，因此许多元件是示例，并且不限制本公开或权利要求的范围。
在说明书中给出了具体细节，以提供对示例性配置(包括实施方式)的透彻理解。然而，可以在没有这些具体细节的情况下实践配置。例如，已经示出了公知的过程、结构和技术，而没有不必要的细节以避免模糊配置。该描述仅提供示例性配置，并且不限制权利要求的范围、适用性或配置。相反，配置的先前描述提供了用于实现所描述的技术的描述。在不脱离本公开的精神或范围的情况下，可以对元件的功能和布置进行各种改变。
而且，可以将配置描述为被描绘为流程图或框图的过程。尽管每个都可以将操作描述为顺序过程，但是许多操作可以并行或同时执行。另外，可以重新安排操作的顺序。过程可能具有图中未包括的附加阶段或功能。
已经描述了若干示例性配置，在不脱离本公开的精神的情况下，可以使用各种修改、替代构造和等同形式。例如，以上元件可以是较大系统的组件，其中其他结构或过程可以优先于或以其他方式修改本发明的应用。同样，可以在考虑以上要素之前、期间或之后进行多个操作。因此，以上描述不限制权利要求的范围。
值超过(或大于)第一门限值的陈述等同于该值满足或超过稍微大于第一门限值的第二门限值的陈述，例如，第二门限值是一个在相关系统的分辨率中高于第一门限值的值。值小于第一门限值(或在第一门限值内)的陈述等同于该值小于或等于稍微小于第一门限值的第二门限值的陈述，例如，第二门限值是一个在相关系统的分辨率中小于第一门限值的值。
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