专利名称：用于消除所接收的高清晰电视信号中的直流偏置的网络的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于处理诸如美国大联盟提出的残留边带调制型高清晰度电视(HDTV)信号的接收机系统。
从以符号形式传送数字信息的调制信号中恢复数据，通常在接收机中要求三个功能符号同步的时序恢复，载波恢复(频率解调至基带)，以及信道均衡。时序恢复是一个通过它可使接收机时钟(时基)与发射机时钟同步的处理过程。这允许接收信号在最佳时刻被抽样，以减少与接收符号值的判定指向(decision-directed)处理相关的限幅误差。载波恢复是一个处理过程，通过该处理过程，接收的射频信号在下变频到一个较低的中频通带(例如接近基带)后频移至基带，以允许调制基带信息的恢复。自适应信道均衡是一个处理过程，通过该处理过程，在信号发射信道中改变的情况和干扰的影响被补偿。这个处理过程通常采用滤波器，这些滤波器消除由于传输信道的频率随时间变化的特性而引起的幅度和相位失真，从而提供改进的符号判定能力。
根据本发明的原理，一种用于处理接收的包含高清晰度电视信息的残留边带(VSB)调制信号的系统，包括一个补偿网络，用于以过取样率处理过取样的符号数据流，以消除符号的直流偏置分量。
附图简述
图1是包括根据本发明原理的装置的高清晰度电视接收机的一部分的框图。
图2描述用于根据美国大联盟HDTV系统的VSB调制信号的数据帧格式。
图3表示图1中的数字解调器/载波恢复网络的详细结构。
图4表示图1中的段同步检测器和符号时钟恢复网络的详细结构。
图5描述了有助于理解图4所示网络操作的信号波形。
图6表示一种补偿网络的详细结构，该网络用于消除由图1的系统处理的符号数据流中的直流偏置。
图7表示图1的系统中NTSC同信道干扰检测网络的详细结构。
图8表示与图7中的网络操作相关的频谱。
在图1中，地面广播模拟输入的HDTV信号，由包括射频调谐电路的输入网络14以及包括用于产生中频(IF)通带输出信号的双变频调谐器和适当的自动增益控制(AGC)电路的IF处理器16进行处理。接收的信号是如大联盟提出并且在美国使用的载波抑制的8-VSB调制信号。这种VSB信号由一维数据符号集群(constellation)表示，其中只有一个轴包含将要由接收机恢复的量化数据。为了简化该图，没有示出用于为所示功能块计时的信号。
正如1994年4月14日生效的大联盟HDTV系统规范中所描述的，VSB传输系统传送具有图2所示的规定数据帧格式的数据。处于抑制载频的小导频信号被加到传输信号以利于在VSB接收机上实现载波锁定。参见图2，每个数据帧包括两个场，其中每个场包括832个多级符号的313个段。每个场的第一段称作场同步段，而剩下的312个段称作数据段。数据段通常包括符合MPEG的数据包。每个数据段包括一个四个符号的段同步字符，接着是828个数据符号。每个场的段包括一个四个符号的段同步字符，接着是一个包括一个预定的511个符号的伪随机数(PN)序列和三个预定的63个符号的PN序列的场同步分量，其中三个预定的63个符号的PN序列的中间一个在连续的场中是反相的。VSB模式控制信号(定义VSB符号构象的大小)接着最后一个63PN的序列，随后是96个保存的符号和从前面场复制的12个符号。
继续参见图1，来自单元16的通带IF输出信号由模数转换器(ADC)19转换成过取样的数字符号数据流。ADC19的输出过取样数字数据流，由全数字解调器/载波恢复网络22解调至基带。这是由全数字锁相环通过响应接收的VSB数据流中的小参考导频载波而进行的。单元22产生参照图3将作更详细描述的输出I-相位解调符号数据流。
ADC19通过使用两倍于接收符号率的21.52MHz的采样时钟来过采样输入10.76兆符号/秒的VSB符号数据流，从而提供每个符号两个取样值的过取样的21.52兆样本/秒数据流。使用这种每个符号两个样本值的基于样本的处理而非逐个符号(每个符号一个样本值)的基于符号的处理，可产生与诸如将要讨论的直流补偿单元26和NTSC干扰检测器30相关的具有后续信号处理功能的有利操作。
与ADC19和解调器22相关联的是段同步和符号时钟恢复网络24。网络24检测并且把每个数据帧的重复数据段同步分量与随机数据分离。段同步用于再生正确定相的21．52MHz的时钟，它用于通过模数转换器19控制数据流符号采样。正如结合图4和5所讨论的，网络24有利于使用缩写的两符号相关基准模式和有关的两符号数据相关器来检测段同步。
正如参考图6将讨论的，直流补偿单元26使用自适应跟踪电路，把因导频信号分量引起的直流偏置分量从解调的VSB信号中消除。单元28通过把每个接收的数据段与存储在接收机的存储器中的理想场参考信号相比较来检测数据场同步分量。除了场同步外，场同步信号还提供用于信道均衡器34的训练信号。
NTSC干扰检测和抑制由参照图7和8将更详细讨论的单元30执行。之后，该信号由以盲目(blind)、训练(training)和判定指向模式的组合方式操作的信道均衡器34自适应均衡。均衡器34可以是大联盟HDTV系统规范和1995年8月IEEE Transactions on ConsumerE1ectronics中W.Bretl等人的文章“大联盟数字电视接收机用的VSB调制解调子系统设计”中所描述的类型。均衡器34也可以是Shiue等人的共同未决的美国专利申请(序列号RCA88，947)中描述的类型。检测器30的输出数据流在均衡器34之前下变频为一个取样值/符号(10.76兆符号/秒)的数据流。这个下变频可由适当的下取样网络(为了简化附图未示出)实现。
均衡器34校正信道失真，但相位噪声随机旋转符号集群。相位跟踪网络36消除均衡器34的输出信号中的残余相位和增益噪声，包括由前面的载波恢复网络通过响应导频信号没有消除的相位噪声。该相位校正的信号随即由单元40格式解码，并由单元42解交错(deinterleaved)。里德-索洛蒙误差由单元44校正，并且由单元46解扰(解除随机化)。之后，解码的数据流由单元5进行音频、视频和显示处理。
调谐器14、IF处理器16，场同步检测器28、均衡器34、相位跟踪环路36、格式解码器40、解交错器42、里德-索洛蒙解码器44和解扰器46可采用1994年4月4日的大联盟HDTV系统规范或上述的Bretl等人的文章中提及的电路类型。适合于执行单元19和50功能的电路广为人知。
单元22中的解调由全数字自动相位控制(APC)环执行以实现载波恢复。锁相环使用导频分量作为初始采集的参考并且使用普通的相位检测器于相位采集。导频信号嵌入接收的数据流中，它包含呈现随机、类似于噪声的模式的数据。随机数据基本上不被解调器APC环路的滤波操作所考虑。ADC19的10.76兆符号/秒的输入信号是接近于基带的信号，其VSB频谱的中心在5.38MHz，并且导频分量位于2.69MHz。在21.52MHz，输入数据流利于被ADC19两倍过取样。在来自单元22的解调数据流中，导频分量已经被向下频移到DC。
图3表示数字解调器22的详细结构。来自ADC19的包括甚低频导频分量的8-VSB调制及过采样的数据符号数据流，被施加到希尔伯特滤波器320和延迟单元322的输入上。滤波器320把输入的IF取样数据流分成“I”(同相)和“Q”(90°相位差)分量。延迟322呈现与希尔伯特滤波器320匹配的延迟。I和Q分量通过在APC环中使用复合乘法器324旋转到基带。一旦该环路被同步，则乘法器324的输出是复合基带信号。来自乘法器324的输出I的数据流被用作实际的解调器输出，并且也用于通过使用低通滤波器326获取被接收数据流的导频分量。来自乘法器324输出Q的数据流用于获取被接收信号的相位。
在相位控制环路中，来自乘法器324的I和Q输出信号分别施加到低通滤波器326和328上。滤波器326和328是截止频率约为1MHz的奈奎斯特低通滤波器，并且用来在由单元330和332执行8∶1数据下取样之前减小信号的带宽。下取样的Q信号由自动频率控制(AFC)滤波器336滤波。在滤波之后，Q信号由单元338限幅以减小相位检测器340的动态范围要求。相位检测器340检测并校正施加在其输入端的I和Q信号之间的相位差，并且产生由诸如第二级低通滤波器的APC滤波器344滤波的输出相位差信号。单元340检测的相位差表示期望的接近直流的导频信号频率和接收的导频信号频率之间的频率差。
如果接收的导频信号呈现为期望的接近直流的频率，则AFC单元336不产生相移。输入到相位检测器340的I和Q信道的导频分量，将不偏离相互为90度的相位关系，因而相位检测器340产生零值或接近零值的相位误差输入信号。然而，如果接收的导频信号呈现为错误的频率，则AFC单元336将产生相移。这将引起施加到相位检测器340的输入端的I和Q信道导频信号之间附加的相位差。检测器340响应于这个相位差产生一个输出误差值。
来自滤波器344的被滤波相位误差信号由内插器346上取样1∶8以计算单元330和332先前执行的下取样，以致于NCO 348工作在21.52MHz。内插器346的输出施加到NCO 348的控制输入，它局部再生用于解调被接收数据流的导频信号。NCO 348包括用于通过响应来自单元340、344和346的相位控制信号而在校正相位再生导频音的正弦和余弦检查表。NCO 348的输出被控制，直到乘法器324的I和Q信号输出使得检测器340产生的相位误差信号实际上是零为止，从而指示出适当解调的基带I信号存在于乘法器324的输出端。
在数字解调器22中，主信号处理器实际上包括元件336、338、340和344。由单元330和332提供的8∶1下取样有利于节省解调器的处理功率和硬件，并且通过使APC环路元件336、338、340和344在一个较低的时钟频率计时，即使用21.52MHz/8或2.69MHz的时钟而不是21.52MHz的时钟计时而允许处理高效。当数字信号处理器(DSP)用于实施网络22特另是相位检测环的时候，例如通过按比例地要求指令码更少的线，所述数据变换的结果是提高了软件效率。DSP的循环可用作其它的信号处理目的。当专用积分电路(ASIC)用于实施网络22的时候，数据变换的结果是降低了对硬件和功率的要求并且减少了积分电路的表面区域。解调器利用导频分量实现载波恢复更为有利，并且采用前馈处理而不是更复杂和耗时的使用限幅器判定数据的反馈处理。
解调的I信道数据流被施加给图4和图5详细示出的段同步和符号时钟恢复单元24。当重复数据段同步脉冲由被接收数据流的随机数据模式恢复的时候，段同步被用于通过再生控制模数转换器19(图1)采样操作用的适当定相的两倍于符号率的21.52MHz的采样时钟而实现适当的符号定时。图5描述了对于根据大联盟HDTV规范的8-VSB调制的地面站信号具有相关段同步的八级(-7到+7)数据段。段同步发生在每个数据段的开始并且占用四个符号间隔。段同步由对应于从+5到-5的段同步脉冲幅级的模式1-1-11定义。
四个符号段同步每832个符号出现一次，但是由于数据具有随机和类似于噪声的特性，所以难以位于解调的VSB数字数据流中。为了在这种条件下检测段同步，通常是把解调的I信道数据流施加到数据相关器的一个输入端，并且把具有1-1-11特性的基准模式施加到该相关器的参考输入端，以与解调数据相比较。相关器产生与每832个字符的基准模式强化的一致。强化的数据事件通过与该相关器有关的累积器累积。插入的随机(未强化的)相关相对于强化的相关段同步分量来说则消失。这种方式的用于恢复段同步数据的网络例如可从先前提到的大联盟HDTV规范和Bretl等人的文章中获知。
这里可以看出，尽管段同步一般难以定位，但它特别难以在多路径(“重影”)存在的时候检测。而且，由此可以看出，段同步模式的后两个特性(振幅级别)(-11)容易被诸如多路径的传输失真破坏(corrupt)，但是段同步模式的前两个特性(1-1)却特别难以破坏。另外可以判定，即使段同步模式的前两个振幅特性(1-1)被破坏，它们一般也是以相同的方式破坏，这就使前两个特性可以通过相关性技术更加容易地检测到。因而在所公开的系统中，加到相关器上的用于检测段同步的基准模式，最好由前两个模式级(1-1)而不是由所有的四个模式级(1-1-11)构成。这样，相关器的基准模式最好只包括两个符号间隔。
在图4中，来自解调器22(图1和3)的过采样输出数据流被加到相位检测器410的一个信号输入端和832个符号相关器420。相位检测器410的另一个信号输入端从包括相关器420、与相关器420的基准输入端连接的有关的相关基准模式发生器430、以及段积分器和累积器424的数据相关处理路径接收输入信号。相关器420实际上响应符号编码数据段同步。基准模式发生器430提供简单缩写的基准模式1-1，因而可以允许使用较简单的相关器网络。该较简单的基准模式在同步检测处理中，特别是在信号不好的条件下不大可能产生混淆(confusion)，这是因为使用了更稳定可靠的信息。如果四个相关中的两个破坏，所公开的系统也不大可能被混淆。另外，相关器420的计算时间显著减少。
相关器420的输出由单元424积分和累积。包括具有预定阈值的比较器的段同步发生器428，通过对应于数据段同步间隔而在数据流中于适当的时间产生段同步来响应单元424的输出。这种情况在强化的数据事件的累积(段同步外部特性)超过预定级时发生。相位检测器410把单元428产生的段同步的相位与在来自单元22的解调数据流中显现的段同步的相位进行比较，并且产生输出相位误差信号。这个误差信号由自动相位控制(APC)滤波器434进行低通滤波，以产生适用于控制为ACD19提供21.52MHz过取样时钟的21.52MHz压控晶体振荡器(VCXO)436的信号。这个采样时钟在相位误差信号由APC作用基本上为零时呈现合适的定时。符号定时(时钟)恢复在这一点完成。单元428产生的段同步还应用到包括自动增益控制(AGC)电路(未示出)的其它解码器电路。
由于接收的VSB信号中低频抑制载波的导频分量，所以在来自解调器22的解调输出I符号数据中存在一个直流偏置。这个直流偏置与每个符号相关并且在进一步处理之前由补偿网络26(图1)消除。被传输符号的直流分量的消除便于8-VSB信号的对称符号值即±7±5±3±1的恢复。图6所示为网络26的详细结构，它实际上是一个直流跟踪反馈网络。图6中的网络26的装置有利于以两倍于符号速率来计时，从而快速消除直流分量。这个操作促进了接收机和其几个独立子系统的快速收敛，以迅速产生用于处理为显示用的被接收的视频数据的合适的操作条件。
在图6中，包括无用的直流偏置的过取样解调数据流加到差组合器(subtractive combiner)610的一个输入端。组合器610的一个反向输入端(-)，通过根据组合器610的如下输出产生的控制信号而从直流电压发生器616接收直流补偿电压。来自组合器610的输出信号中的直流偏置通过反馈操作以两倍于符号速率的采样率逐渐衰减。这个直流偏置由单元622进行检测并且由比较器624将其与一基准相比较。比较器624的输出指示出剩余的直流偏置的幅度和极性，并且用于通过控制信号发生器626产生出控制信号。接着，该控制信号使发生器616递增调节与解调数据流组合的直流值的幅度和极性。这个处理过程继续进行，直至达到一种通过反馈操作单元616不再提供直流值调节的稳定状态为止。发生器616可提供正和负直流补偿值，这是因为传输信道干扰可使得在发射机上添加的(正)直流偏置发生变化，这样在接收机上既需要正补偿值又需要负补偿值。
图7表示图1所示NTSC同信道干扰检测网络30的详细结构。正如大联盟HDTV系统规范中所解释的，VSB传输系统的干扰抑制性能是基于在6MHz电视频道之内的NTSC同信道干扰信号的基本组分的频率位置，以及VSB接收机的基带梳状滤波器的周期性陷波。这些梳状滤波器陷波在干扰高能NTSC分量的频率位置呈现高衰减(零)。这些分量包括来自较低波带边缘的位于1.25MHz的视频载波，高于视频载频的位于3.58MHz的彩色副载波，以及在视频载频之上的位于4.5MHz的声音载波。
NTSC干扰由图7所示的电路进行检测，其中场同步模式的信号-干扰加噪声在梳状滤波器网络的输入和输出端测量，并且这些模式彼此相比较。为此采用的基准场同步模式是编程的且为本地存储的接收的VSB信号场同步模式的“理想”版本。
在图7中，过采样解调的I信道符号数据加到NTSC抑制梳状滤波器710的一个输入端、多路复用器745的第一输入端，以及差组合器720的一个输入端。梳状滤波器710包括一个减法器712，它把延迟元件714延迟的取样值从输入I数据中减去，以产生一个梳状的I信道符号数据流。梳状滤波器710在前面提及的高能干扰NTSC频率上产生显著的幅度衰减或“零”。来自滤波器710的梳状I数据加到多路复用器745的第二输入端。梳状滤波器的延迟元件714有利于表现出随后将描述的24-取样延迟。
编程的21.52兆取样/秒(两倍于符号率)基准场同步模式，在接收数据流的场同步间隔期间从本地存储器获得。场同步基准模式加到NTSC带阻梳状滤波器718的一个输入端，以及组合器720的反向输入端(-)。梳状滤波器718与梳状滤波器710类似，并且也包括有利于表现出24-取样延迟的延迟元件。图7中的网络，特别是梳状滤波器710、718和相关的延迟网络，钟控在21.52MHz的频率下。
在组合器720的输出端产生的第一误差信号，表示在输入数据流中的接收场同步模式和基准场同步模式之间的差。这个误差信号由单元722平方并且由单元724积分。在组合器730的输出端产生的第二误差信号，表示在滤波器710梳状滤波之后的接收场同步模式和滤波器718梳状滤波之后的基准场同步模式之间的差。这个第二误差信号由单元732平方并且由单元734积分。单元722和732的输出表示各自误差信号的能量。积分器724和734的积分输出信号分别表示未梳状滤波和梳状滤波的接收场同步分量的信号-干扰加噪声量。这些积分的代表能量的信号加到比较积分的第一和第二误差信号大小的能量检测器(比较器)740的相应输入端。检测器740的输出信号加到多路复用器745的控制输入端，以用于使多路复用器745作为“数据输出”提供而使它的输入信号之一呈现较高的质量，即具有较好的信噪加干扰比。因而在显著的NTSC同信道干扰的情况下，滤波器710的梳状滤波输出信号将从多路复用器745输出，同时未滤波的接收符号数据流将在这种干扰不存在的时候输出。
在梳状滤波器710和718中与24-取样延迟一起使用的过取样I信道数据和场同步基准模式数据的使用，有利于产生有关NTSC同信道干扰的全部频谱信息。这利于产生更精确的NTSC干扰分析和检测以及较好的梳状滤波。特别是，与过取样输入数据和相应电路计时一起使用的梳状滤波器710和718中的24取样延迟可产生梳状滤波的频谱，该频谱没有被通过以10.76兆符号/秒的符号率提供输入数据流和通过以10.76兆符号/秒的符号率操作梳状滤波器710和718产生的相位和幅度混叠效应所破坏。在梳状滤波器710和718的输出端产生的最终频谱在图8中示出，并且包括两个在10.76MHz中心附近但与10.76MHz分开的梳状滤波的全NTSC通带分量。衰减陷波在所述的高能干扰NTSC频率出现。
图7示出了包括元件722、724、732、734、和740的NTSC同信道干扰检测器的一种形式。但也可使用其它类型的检测器。因而这些元件可以用四输入的检测器即所谓的“黑盒”来表示，其中该检测器可被编程以根据特定系统的要求进行操作。在这种情况下，四个输入是两个与组合器720连接的过取样(两个取样值/符号)输入，以及两个与组合器730相连的过取样输入，其中与组合器730的输入连接的滤波器710的输出特别重要。
如图8所示，图7的装置可产生清晰的频谱，而没有由于较低通带分量的上带边与较高通带分量的下带边的频率重叠而引起的相关振幅和相位的破坏(混叠)。因此，元件720、722、724、730、732、734和740执行的同信道干扰检测，比采用以10.76兆符号/秒的符号率处理输入数据的具有12-取样延迟的梳状滤波器的系统执行的检测要精确。在后一种情况下，振幅和相位破坏可能在5.38MHz附近产生，其中上下通带分量重叠，此时通带分量不能很好匹配并且不能够取消这种重叠。这种不良的匹配可能在包括例如多路径的信号信道的情况下发生。这种混叠的情况降低了NTSC同信道干扰检测的效果，并且被本公开的系统所避免。
权利要求
1．在一个用于处理含有由包括直流分量的由符号集群(constellation)表示的高清晰度视频数据的所接收的残留边带(VSB)调制数据流的系统中，所述数据具有由一连续数据帧构成的数据帧格式(图2)，该数据帧包括作为多个具有相关段同步分量的数据段的开始的场同步分量，该装置包括一个响应所述接收的信号的输入网络(19，22)，用于产生以所述接收的数据流的符号率的倍数的速率过采样的解调符号数据流；一个解码器网络(28，30)，用于向输出信道提供一被解码的数据流；以及一个与所述输入网络和所述解码器网络连接的补偿网络(26)，其以所述过采样率操作，用于从所述被解调的符号数据流中衰减所述直流分量。
全文摘要
一种用于处理包括地面广播高清晰度电视信息和导频分量的VSB调制信号的接收机,包括用于产生以两倍于接收符号率的速率过取样的数据流的输入模－数转换器(19),以及在相位控制环路中具有数据变换网络的数字解调器(22)。段同步检测器(24)使用缩写的相关基准模式恢复用于数模转换器(19)的两倍于符号率的取样时钟。与导频分量有关的直流偏置在其被加到NTSC干扰检测网络(30)之前从解调信号中消除(26)。干扰检测网络(30)包括响应两倍于符号率的采样数据的数据流的梳状滤波器网络,并且呈现量定的取样延迟以在梳状频谱中避免混叠,从而提高NTSC同信道干扰检测的效果。
文档编号H04N5/44GK1285995SQ98812878
公开日2001年2月28日 申请日期1998年10月15日 优先权日1997年10月31日
发明者T·J·王 申请人:汤姆森许可公司