该频率估计的频率误差。混频器31因此完全一般性地(与具体执行无关地）表征上 面提到的频率误差的修正。在使用相干解调的情况下也可W例如通过所述混频器31来修 正所述相位误差維e。
[0023] 第二混频器31的（复数的并且在估计准确性的范畴内不再具有频率误差的）输出 端信号r' (t)除了所提到的失真和干扰之外还包含相应于发送信号S(t)的在时间上错开 的脉冲响应gTx(t-k'TBiT)或-gTxa-k'TeiT)。所述信号r'（t)输送给接收滤波器40,该接 收滤波器的脉冲响应拥X(t)可W适配于所发送的脉冲gTx(t)。设及的是一种所谓的"匹配 滤波器"。数据接收通过匹配滤波器而本身是已知的并且因此不详细阐释。但是与已知的 理论背景相偏离地可W尤其在接收器侧上进行执行技术方面的简化(例如发射器中的升余 弦、但在接收器中为矩形整形)。
[0024] 图化的接收器此外包括采集单元52 (检测单元)，其被构造用于估计或确定所提 到的频率误差fe(在相干解调情况下还有相位误差资e)。此外，采集单元52被构造用于确 定扩展序列(在DSSS-运行中）的相位位态或调制码，也就是所发出的脉冲响应gTx(t)(在 窄带运行中）。
[00巧]采集单元52确定了频率误差fe巧日必要时相位误差聲e)W及扩展序列的相位位 态。追踪单元51被构造用于在时间上改变所述载体频率fKx、fVxW及对应的相位聲KX、祭TX 的情况下，W及在时间上改变调制码的相位位态的情况下再调节所估计的频率误差和相位 误差fe、雜E。运类调节回路也被称作"载体追踪回路（C曰rrierTrackingLoop)"。此外， 追踪单元51也被构造用于再调节所接收到的调制码的被估计的相位位态。运类调节回路 也被称作"码追踪回路（Symbol化ackingLoop)"或"时钟追踪回路"。所述调节回路(进而 追踪单元）不必强制性存在，例如如果由采集单元所估计的值对于协议的传递而言足够准 确的话。
[0026] 采集单元的任务因此是(粗略）确定所述载体频率并确定载体的相位和扩展序列， 但是不进行调节。首先，在追踪中通常使用闭合调节回路，准确地说是两个调节回路，即已 提到的"载体追踪回路"和"码追踪回路"。所估计的相位误差和频率误差的所述再调节W 及调制码的相位位态的所述再调节本身是已知的并且因此不详细阐释。实际的执行对于本 发明而言也没有起到明显的作用。
[0027] 在运些图中示出的方块(混频器、滤波器、采集单元、追踪单元等）不应理解为结构 单元而是应纯理解为函数单元。它们可W-根据应用-W非常不同的方式被执行。混频器 5、10、30和31代表数学运算(在必要时为复数乘法)。因此，采集单元和追踪单元产生用于 对应的混频器31的形式为exp(j(2 31 .Af，t+A維））的信号，该混频器31因此实现 了WAf为幅度进行频率转换W及实现了WAS幣为幅度进行相位旋转。该复数乘法还示 例性地表征不同的实现可能性(例如具有一个或者W任意顺序具有两个倍频器/混频器)。 [002引检测单元52的任务还有找出正确的(扫描-)时间点（比特界限或码界限)，在运些 时间点上应当作出关于所发送的数据码的数值的决定(决策器50)。在追踪期间通过所述追 踪单元51来跟踪运些时间点。有效信号的所提到的频率误差fe(或者还有在相干解调时 的载体相位擎KX)通过具有运样的准确性的检测单元52来估计，即，追踪单元（P化或化L) 中的调节回路能够被启动。通常就像图化中示出的那样，频率误差在滤波之前通过匹配滤 波器40来修正。
[0029] 在图2中作为方框图示出了DSSS-数据传递的模型。图2a示出了发射器，图化 示出了接收件。在DSSS-传递中，每个数据码（比特)di都与扩展序列的码C,相乘。扩展序 列具有长度L。，并且指数j如下地计算：j=k模（mod)L。，其中，k是连续指数化=0，1，...）。 对于每个比特而言，根据扩展系数L。发出所谓的码片的L。数目。指数i因此随着长度LC的 扩展序列的每次筛选W-个整数为幅度提高：:去i我声i 码片的(调制-)码形式通过 发送脉冲滤波器10'（通过其脉冲响应g'Tx(t))来确定。与图Ia的发射器相比，码片串用 一个W系数Lc提高的比率来扫描(周期TCHIP=Tbit/Lc)。
[0030] 通过用一个W比特率TeiT的多倍提高的码片率TCHIP来发送数据运种方式-与扩展 序列的特性相应地-也引起了发送信号S(t)或Sw(t)的频谱的扩展。
[0031] 根据在图化中作为方框图示出的接收器模型，在接收器侧上，首先(与根据图1的 BPSK传递情况相同）接收到的高频信号r^(t)与名义振荡频率fV混合(混频器30)且合 成的（复值的）混频器输出信号Hr)经历另一混合(混频器31)，W便平衡振荡频率fux中 的可能的频率误差fe(类似于图化的例子)。解调后的接收信号就像图化的例子中那样 Wr(t)示出并包含发射器侧上的滤波器40'的脉冲响应gTX(t-k-TcHiP)的接收到的串 (Folge)。解调后的接收信号r(t)(同样类似于图化的例子）被输送给具有滤波器脉冲 响应g'Tx(t)的匹配滤波器40'，该滤波器脉冲响应与所述脉冲响应gTx(t)相适配。码片界 限(也就是调制码的相位位态）的探测与前面的例子（图化）中的比特界限的探测相类似地 借助于检测单元52和追踪单元51来进行。匹配滤波器40'的输出信号根据码片率Tchip被 扫描并且合成的码片序列与已知的扩展序列C，有相互关系（相关器53)。该相互关系结果 被输送给决策器单元50,该决策器单元将该相互关系结果分配给一个比特串山，该比特串 相应于所发送的比特串。
[0032] 为了简化码片界限的耗费的探测，所接收到的码片码（化ip-Symbole)的适配滤波 可W与接下来的相互关系组合成一适配滤波(具有经调制的、与扩展序列C，相关的脉冲响 应l%(t))。接收器的合成式结构在图Ic中示出。在与图Ia和2aW及图化和2c比较的 情况下可W看到，图1的BPSK传递与图2的DSSS-传递的不同之处在发射器侧上仅在于待 传递的比特串di与扩展序列C,的乘法(乘法器5)，并且在接收器侧上不同之处仅在于匹配 滤波器40或40'的脉冲响应的选择。
[0033] 如开头所阐释的那样可能希望的是，配置同一不仅用于(通过频率扩展）宽带地传 递而且用于窄带地传递的传递系统。但是，出于执行效率(例如所需的码片表面）的原因不 应从DSSS-接收器切换到DBSP接收器上。确切地说，DSSS-接收器应当被用于接收窄带的、 经相位调制的信号。
[0034] 在图3中作为方框图示出的DSSS-传递系统允许用于传递经过BPSK调制的窄带 信号的再配置。特别地，在DSSS-接收器中包含的耗费的算法再次用于窄带接收。运些情 况尤其在其工作效率方面关于时钟和数据回收(英文：Clock&DataRecovery)提供了非 常好的性能。与常见的FSK窄带接收器执行方案相比可W实现W直至7地为幅度而被改善 的敏感性。
[003引在图3中示出的传递系统基本上相应于图2a(发射器）和图2c娘收器）的例子 的组合。但在发射器侧上W能调节的方式设计了扩展串C,、C,'。在接收器侧上可W(根据 在发射器中所调整的扩展串）调整所述匹配滤波器40的脉冲响应。可选地，也可W调整传 码率TsYMea，其中，在某些情况下也需要调整用于发送脉冲滤波器10的时钟CLK。此外，关于 上面所提到的例子的说明也相应地适用。可选择地，可W在不同带宽之间选择通道滤波器 (未示出）。
[0036] 在图3中示出的传递系统因此能够W简单的方式不仅用于宽带传递(借助于 DSSS-方法）而且用于窄带传递(例如根据BPSK-方法)。为此，仅须在发射器侧上改变扩展 序列C，并在接收器侧上调整所述匹配滤波器40的脉冲响应X(t)。
[0037] 下面更详细地考虑所述扩展序列C,的特性。所使用的扩展序列C,的自相关函数 (AKF)的特性决定性地影响发出的信号Sw(t)的频谱特性和接收器的能实现的功率参数。 [003引优化地适用于DSSS-传递的扩展序列具有运样的AKF，该AKF具有睹的且相对高的 相关峰值，理想地近似具有狄拉克脉冲。伪随机二进制序列（PRBS=pseud0-randombinary sequence),例如所谓的最大长度序列具有运样的自相关特性并且因此在扩频传递时通常 被用作扩展序列C，。
[0039] 一方面在发射器侧上通过睹的相关峰值获得了优化的频谱扩展(扩展的发送信号 S(t)的尽可能恒定的频谱功率密度)，另一方面因此可W实现对抗接收器中的带内干扰因 素的优化的敏感性和免疫力。
[0040] 在CDMA系统中，例如所谓的金序列，即彼此结合的最大长度序列被用于频谱扩 展，它