专利名称：应用于电子镇流器中的多频率振荡器的制作方法
技术领域：
本发明属于电子电路技术领域，涉及模拟集成电路，特别是一种频率振荡器，可用 于荧光灯电子镇流器中。
背景技术：
多频率振荡器广泛应用于荧光灯电子镇流器，可以通过改变其不同时间段的频率 来完成荧光灯的预热、启动及正常发光。根据预热式荧光灯的特点，其正常工作需要有三个 工作阶段1、在一定时间内给灯丝一个大电流进行预热；2、在较短时间内给灯一个足够高 的启动电压用于点燃；3、最后使灯工作在额定功率下正常发光。当灯回路在预热频率fph时 进行预热；当频率逐渐减小趋近于LC电路固有谐振点&时，灯两端电压迅速增大到其点燃 电压范围600 800V使灯点亮；最后在恒定的工作频率f,下正常工作。图1是现有振荡器的电路图，它包括电阻Rl、M0S管M1-M8、运算放大器0P1、切换 开关S1及S2、充放电电容C1、二个比较器C0MP2及C0MP3和RS触发器所组成。其中PM0S 管Ml和M2组成第一电流镜；NM0S管M3、M4和M5组成第二电流镜；PM0S管M6和M7组成 第三电流镜；电阻Rl、NM0S管M8、运算放大器0P1组成电流源，产生基准电流IKEF。在经过 上述三个电流镜镜像产生振荡器的充放电电流^和12为电容C1充放电。振荡器工作原 理如果C点的电压VC低于电压VI时，则RS触发器的输入0端为高电平，P端为低电平， 则输出Q为低电平。控制开关S1导通、S2关断。此时电流12为电容C1充电，C点的电压 升高；当VI < VC < V2时，RS触发器的输入0端为低电平，P端为低电平，则输出Q保持为 低电平，电流12继续为电容C1充电，C点的电压继续升高；当V2 < VC时，RS触发器的输入 0端为低电平，P端为高电平，则输出Q输出高电平，控制开关S1关断、S2导通。此时电流 I为电容C1放电，C点的电压降低；当VI < VC < V2时，RS触发器的输入0端为低电平，P 端为低电平，则输出Q保持为高电平，电流L继续为电容C1放电，C点的电压继续下降。当 VC < VI时，RS触发器的输入0端为高电平，P端为低电平，则输出Q为低电平，如此重复上 面的过程，就产生振荡信号。由此可知，由于上述现有的振荡器充放电电流恒定，故振荡器的频率固定，无法完 成荧光灯的预热和点火，导致荧光灯的寿命缩短。
发明内容
本发明的目的在于避免上述现有技术的不足，提供一种应用于电子镇流器中的多 频率振荡器，以通过振荡器的充放电电流可变，实现振荡器的频率可调，能够顺利完成荧光 灯的预热和点火，延长荧光灯的使用寿命。为实现上述目的，本发明包括基准电流产生电路、电流镜电路、电流控制电路、电 压控制电路、比较器、RS触发器和可变电压单元，其中在基准电流产生电路和电流镜电路 之间连接有电流控制电路，用于产生与基准电流成函数关系的充放电电流，该电流控制电 路的输入端连接有电压控制电路，用于产生电压信号给电流控制电路。
所述电压控制电路，用于产生与基准电流和外设精密电容成函数关系的控制电 压，其包括外设精密电容、迟滞比较器C0MP1、第一基准电流源ISi和第二基准电流源IS2， 第二基准电流源IS2的电流是第一基准电流源ISi电流的6倍，该第一基准电流源ISi通过 切换开关S1与外设精密电容连接，该第二基准电流源IS2通过切换开关S2与外设精密电容 连接，该外接精密电容同时连接到迟滞比较器的输入端，通过迟滞比较器控制切换开关S1 和S2的导通和关断。所述电流控制电路，用于产生与基准电流和控制电压成函数关系的充放电电流。所述电流控制电路包括最大电压选择电路，用于选择电压控制电路的输出电压 和基准电压之间的最大值；电压-电流转化电路，用于通过改变输入电压信号产生与基准 电流成函数关系的充放电电流，该电压-电流转化电路连接在最大电压选择电路的输出端。所述电压-电流转化电路，采用二级跨导放大器，且第一级放大器的一个输入端 连接到最大电压选择电路的输出端，另一输入端为基准电压，第一级放大器的两个输出端 分别连接到第二级放大器的两个输入端，电流镜电路输出端的基准电流作为第二级放大器 的尾电流源的输入，其中该第二级放大器的尾电流源，是由NM0S管M23和M24组成的第五 电流镜，M23和M24的宽长比(W/L)23 (ff/L)24 = 3 5，第二级放大器的输出端产生与该 基准电流成函数关系的充放电电流。 所述比较器，包括第一比较器C0MP2和第二比较器C0MP3，每一个比较器包括一个 正向输入端、一个反向输入端和一个输出端，该输出端的电压与正、反向输入端电压成函数 关系，第一比较器C0MP2的正向端设定为第一参考电压VI，其反向端与第二比较器C0MP3的 正向端同时连接到可变电压单元，第二比较器C0MP3的反相端设定为第二参考电压V2，且 V2 > VI。所述电流镜电路，包括PM0S管M2、M3、M4、M8、M9和匪OS管M5、M6、M7，该PM0S管 M2、M3和M4组成第一电流镜，该匪OS管M5、M6和M7组成第二电流镜，该PM0S管M8和M9 组成第三电流镜；第一电流镜中M3的输出端连接到电流控制电路，第二电流镜和第三电流 镜同时连接到电流控制电路的输出端。本发明的优点是1.本发明由于在基准电流产生电路和电流镜电路之间连接有电流控制电路，产生 了与基准电流成函数关系的充放电电流，则振荡器可以工作在不同的频率，能够满足荧光 灯的预热和点火，延长荧光灯寿命。2.本发明由于在电流控制电路的输入端连接有电压控制电路，通过控制电压控制 电路输出电压的大小，进而对电流控制电路的输出进行控制，因而可控制振荡器不同频率 的时间，以实现对荧光灯预热时间的调节。
图1是传统振荡器的电路图；图2是本发明多频率振荡器的电路框图；图3是本发明多频率振荡器的电路图；图4是本发明多频率振荡器的电流控制电路图5是本发明振荡器频率、控制电压和充放电电流之间的理想关系图。
具体实施例方式以下参照附图对本发明作进一步详细描述。参照图2，本发明的多频率振荡器主要包括基准电流产生电路1、电压控制电路2、 电流控制电路3、电流镜电路4和振荡信号产生电路5。其中基准电流产生电路1，产生与基准电压成函数关系的基准电流I。输入给电流镜电 路4，该电流镜电路输出电流I ii给电流控制电路3，电流控制电路同时通过电压控制电路2 的输出电SVcph控制，输出两路电流13/14返回给电流镜电路4，进而使得该电流镜电路产生 两路充放电电流19/17输出给振荡信号产生电路5。参考图3，本发明的各单元电路结构及工作原理如下基准电流产生电路1，包括NMOS管Ml、外挂电阻R和误差放大器OP1。其中误差放大器OPl的正向端接基准电压Vref，反向端接外挂电阻R和Ml的公共端，OPl的输出端接 Ml的栅极，外挂电阻R上的电压等于基准电压Vref，使本基准电流产生电路输出的基准电 流 I。= Vref/R。电流镜电路 4，包括 PMOS 管 M2、M3、M4、M8、M9 禾口 NMOS 管 M5、M6、M7。该 PMOS 管 M2、M3和M4组成第一电流镜，该NMOS管M5、M6和M7组成第二电流镜，该PMOS管M8和M9 组成第三电流镜。第一电流镜中M2的输入端接基准电流I。，第一电流镜中M3产生的电流 I11输出给电流控制电路3。电压控制电路2，主要包括第一基准电流源IS1和第二基准电流源IS2，切换开关 Sl和S2，外接电容Cl，迟滞比较器C0MP1。其中迟滞比较器的输入端接外接电容Cl和开关 Si、S2的公共端，COMPl的输出控制切换开关Sl和S2的导通和关断，IS2的电流Is2是IS1 的电流Isi的6倍。电路开始工作时，外接电容Cl上的电压Vmi为零，Vcph小于迟滞比较器 的低阈值电压，此时迟滞比较器COMPl输出控制开关Sl导通，S2关断，电流Isi为电容Cl 充电，电容Cl上的电压Vmi开始逐渐升高；当电容Cl上的电压高于迟滞比较器的高阈值电 压V3，迟滞比较器COMPl输出控制开关Sl关断，S2导通，电流Is2为电容Cl充电。电容Cl 上的电压Vmi即电压控制电路的输出电压连接到电流控制电路的输入端，其变化见图5。电流控制电路3，用于产生与基准电流I。成函数关系的电流13/14，其结构如图4所 示，它包括内部偏置电路6，最大电压选择电路7，二级跨导放大器以及电流镜电路10。其 中所述的内部偏置电路6，主要由内部电阻Rl、三极管Q5、三极管Q6和NMOS管M16 组成。其中三极管Q5和三极管Q6组成第四电流镜，该第四电流镜中Q5产生的电流输出到 二级跨导放大器。M16的源极接电阻Rl的一端，M16的栅极接基准电压V3，以得到与基准 电压V3成函数关系的电流114。所述的最大电压选择电路7，包括NMOS管M12、M14和M15。其中M14和M15的漏 极接电源VDD，M14和M15的源极同时连接到M12的漏极，M14的栅极接图2中电压控制电 路的输出Vmi，M15的栅极设定为基准电压V3，M12上的电流为内部偏置电流Ibias。当Vcph < V3时，M12、M14和M15的公共端C点的电压由V3决定，C点的电压和V3成函数关系，而 当VePH > V3时，C点的电压由Vera决定，C点的电压和Vera成函数关系。
所述的二级跨导放大器，主要由第一级运算放大器8和第二级运算放大器9组成， 该第一级运算放大器8，由三极管Ql、Q2、Q3、Q4、Q5和电阻Rl、R2连接组成。第四电流镜 中Q5为该第一级运算放大器提供尾电流，三极管Q1的基极接NM0S管M13与Mil的公共 端点D，M13的栅极为基准电压V5，Mil上的电流为内部偏置电流Ibias，D点电压和基准电 压V5成函数关系。三极管Q2的基极接最大电压选择电路7的输出端C，三极管Q3和三极 管Q4的公共点E连接到三极管Q5的集电极，三极管Q3的发射极连接电阻R1 —端，即图3 中的B点，电阻R1另一端连接三极管Q1的发射极，三极管Q4的发射极连接电阻R2 —端， 即图3中的A点，电阻R2的另一端连接三极管Q2的发射极，这样可以得出A点、B点电压 和C点、D点电压之间的函数关系。该第二级运算放大器9，主要包括第一误差放大器0P2、 第二误差放大器0P3、三极管Q7和Q8，匪OS管M17、M18、PM0S管M19、M20和由匪OS管M23 和M24组成的第五电流镜。该第二级运算放大器的尾电流为第五电流镜中M23产生的输出 电流112，In为第一电流镜输出给M24的电流，由于M23和M24的宽长比(ff/L)23 (W/L)24 =3:5，则可以得出112 = 0. 6In。第一误差放大器0P2和M17组成缓冲器Buffer结构， 0P2的正向端接第一级运算放大器8的输出端A点，反向端接M17和Q7的公共端点F，由此 可知F点的电压和A点的电压相同，第二误差放大器0P3和M18组成缓冲器Buffer结构， 0P3的正向端接第一级运算放大器8的输出端B点，反向端接M18和Q8的公共端点G，由此 可知B点的电压和G点的电压相同。当G点的电压比F点的电压高时，Q8导通，Q7关断， 则第二级运算放大器9的尾电流112全部流过Q8，M20上的电流为0，则第二级运算放大器 9输出电流等于Q8上的电流；随着G点的电压降低，F点的电压升高，Q7上电流逐渐增大， Q8上的电流逐渐减小，此时第二级运算放大器9输出电流将逐渐减小；当F点的电压等于G 点的电压时，Q7和Q8上的电流相等，M20上的电流等于Q7上的电流，此时第二级运算放大 器9输出电流为0 ；当F点的电压大于G的电压时，此时Q7上的电流大于Q8上的电流，M20 上的电流大于Q8上的电流，M20进入线性区，输出电流保持为0。该第二级运算放大器9的 输出电流与A点、B点的电压和尾电流112成函数的关系，即第二级运算放大器9的输出电 流与电压VePH和基准电流I。成函数关系。所述的电流镜电路10，包括PM0S管M21、M22和匪OS管M25-M27。其中PM0S管 M21和M22组成的第六电流镜，NM0S管M25-M27组成的第七电流镜，M21上的电流为二级跨 导放大器的输出电流，由PM0S管M21与M22的宽长比相等和NM0S管M25、M26与M27的宽 长比相等，则可得出第七电流镜中M26产生的电流13和M27产生的电流14都等于M21上的 电流，所以可知13和14和电压VePH、基准电流I。成函数关系。电流镜电路4，通过第一电流镜和第二电流镜，产生和基准电流I。成函数关系的电 流15和16，其中15是第二电流镜中M6的输出电流，16是第二电流镜中M7的输出电流，由 M6和M7的宽长比相等，可得15 = 16，电流13和电流14为电流控制电路5的输出，18为电 流13和15之和输入给第三电流镜中的M8，则M8上的电流为18 = 13+15，18经过第三电流 镜镜像得到M9上的电流19。由M8和M9的宽长比相等，得出19 = 18 = 13+15，19同时作为 充电电流输出给振荡信号产生电路5，17为电流14和16的和，17同时作为放电电流输出给 振荡信号产生电路5。振荡信号产生电路5，包括切换开关S3和S4、电容C2、第一比较器C0MP2、第二比 较器C0MP3和RS触发器。第一比较器C0MP2的正向端设定为第一参考电压VI，其反向端与第二比较器C0MP3的正向端同时连接到电容C2和开关S3和S4的公共端C点，第二比较 器C0MP3的反相端设定为第二参考电压V2，且V2 > VI，第一比较器C0MP2的输出端连接RS 触发器的0端，第二比较器C0MP3的输出端连接RS触发器P端，RS触发器的输出端Q反馈 回去控制切换开关S3和S4的导通和关断。如果C点的电压VC低于电压VI时，则RS触发 器的输入0端为高电平，P端为低电平，则输出Q端为低电平。控制开关S3导通、S4关断。 此时电流19为电容C2充电，C点的电压升高；当VI < VC < V2时，RS触发器的输入0端为 低电平，P端为低电平，则输出Q保持为低电平，电流19继续为电容C2充电，C点的电压继 续升高；当V2 < VC时，RS触发器的输入0端为低电平，P端为高电平，则输出Q输出高电 平，控制开关S3关断、S4导通。此时电流17为电容C2放电，C点的电压降低；当VI < VC < V2时，RS触发器的输入0端为低电平，P端为低电平，则输出Q保持为高电平，电流17继 续为电容C2放电，C点的电压继续下降。当VC < VI时，RS触发器的输入0端为高电平，P 端为低电平，则输出Q为低电平，如此重复上面的过程，就产生振荡信号。
由于充电电流19和放电电流17相等且等于13+15，则可知19、17和电压VCPH、基准电 流Io成函数关系，从而实现振荡器频率的变化。可以得出多频率振荡器的频率、控制电压 VCPH和充放电电流之间的关系如下
当VCPH≤V3时，
当VCPH≤V5时， 当 V3
VCPH < V5 时，
f 3 < f2 < f1.VCPH从0到V3的时间为t1=3Is1/C1
图5给出了电压控制电路输出电压VCPH、充放电电流19/17与振荡器频率的变化过 程，从图5可见，振荡器的频率随着电压VePH和充放电电流19/17的变化而变化，从而实现振 荡器的多频率。 以上仅是本发明的一个最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的 构思下，可以对其电路进行不同的变更与改进，但这些均在本发明的保护之列。
权利要求
一种应用于电子镇流器中的多频率振荡器，包括基准电流产生电路、电流镜电路、比较器、RS触发器和可变电压单元，其特征在于在基准电流产生电路和电流镜电路之间连接有电流控制电路，用于产生与基准电流成函数关系的充放电电流，该电流控制电路的输入端连接有电压控制电路，用于产生电压信号给电流控制电路。
2.根据权利要求书1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的电流控制电路，包括最大电压选择电路，用于选择电压控制电路的输出电压和基准电压之间的最大值，电压-电流转化电路，用于通过改变输入电压信号产生与基准电流成函数关系的充放 电电流，该电压_电流转化电路连接在最大电压选择电路的输出端。
3.根据权利要求书2所述的多频率振荡器，其特征在于所述的电压_电流转化电路， 采用二级跨导放大器，且第一级放大器的一个输入端连接到最大电压选择电路的输出端， 另一输入端为基准电压，第一级放大器的两个输出端分别连接到第二级放大器的两个输入 端，电流镜电路输出端的基准电流作为第二级放大器的尾电流源的输入，第二级放大器的 输出端产生与该基准电流成函数关系的充放电电流。
4.根据权利要求书3所述的多频率振荡器，其特征在于所述的第二级运算放大器的尾 电流源，是由匪OS管M23和M24组成的第五电流镜，M23和M24的宽长比(W/L)23 (ff/L)243 · 5 ο
5.根据权利要求书1所述的多频率振荡器，其特征在于电压控制电路，包括外设精密电容、迟滞比较器C0MP1、第一基准电流源IS1和第二基准电流源IS2,该第一基准电流源IS1通过切换开关Sl与外设电容连接，该第二基准电流源IS2通过切换开关S2 与外设电容连接，该外接电容同时连接到迟滞比较器的输入端，通过迟滞比较器控制切换 开关Sl和S2的导通和关断。
6.根据权利要求书5所述的多频率振荡器，其特征在于所述的第二基准电流源IS2的 电流是第一基准电流源IS1电流的6倍。
7.根据权利要求书1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的比较器，包括第一比较 器C0MP2和第二比较器C0MP3，每一个比较器包括一个正向输入端、一个反向输入端和一个 输出端，该输出端的电压与正、反向输入端电压成函数关系。
8.根据权利要求书7所述的多频率振荡器，其特征在于第一比较器C0MP2的正向端设 定为第一参考电压VI，其反向端与第二比较器C0MP3的正向端同时连接到可变电压单元， 第二比较器C0MP3的反相端设定为第二参考电压V2，且V2 > VI。
9.根据权利要求书1所述的多频率振荡器，其特征在于所述的电流镜电路，包括PM0S 管M2、M3、M4、M8、M9和匪OS管M5、M6、M7，该PMOS管M2、M3和M4组成第一电流镜，该匪OS 管M5、M6和M7组成第二电流镜，该PMOS管M8和M9组成第三电流镜；第一电流镜中M3的输 出端连接到电流控制电路，第二电流镜和第三电流镜同时连接到电流控制电路的输出端。
全文摘要
本发明公开了一种应用于电子镇流器中的多频率振荡器，主要解决荧光灯无预热和点火，使用寿命短的问题。本发明的多频率振荡器包括基准电流产生电路、电压控制电路、电流控制电路、电流镜电路和振荡信号产生电路。其中电流控制电路连接在基准电流产生电路和电流镜电路之间，用于产生与基准电流和电压控制输出电压成函数关系的充放电电流，使得振荡器工作在不同的频率，电压控制电路连接在电流控制电路的输出，通过电压控制电路的输出控制电流控制电路，实现对振荡器的不同频率时间的调节，完成荧光灯的预热、点火及正常发光，本发明能延长荧光灯的使用寿命，可广泛应用于荧光灯电子镇流器中。
文档编号H05B41/36GK101877571SQ20101017988
公开日2010年11月3日 申请日期2010年5月21日 优先权日2010年5月21日
发明者何惠森, 史凌峰, 来新泉, 王光, 王强, 赵永瑞 申请人:西安电子科技大学