专利名称：高频信号线路的制作方法
技术领域：
本发明涉及高频信号线路，特别涉及具有接地导体和信号线的高频信号线路。
背景技术：
在具有用接地导体从上下两侧夹着信号线而构成的带状线结构的高频信号线路中，根据以下说明的理由，为了减小信号线的高频电阻值，使信号线的线路宽度变宽。更详细而言，高频信号在流过信号线时，由于趋肤效应而在信号线的表面附近集中地流过。另外，当高频信号流过信号线时，由于电磁感应，在接地导体中也流过与高频信号方向相反的高频信号。如果信号线的表面积和接地导体中与信号线相对的部分的面积增大，且信号线和接地导体中的导体损失减小，则这种高频信号的高频电阻值会变小。因此，在高频信号线路中，为了减小信号线的高频电阻值，使信号线的线路宽度变宽。
然而，若使信号线的线路宽度变宽，则信号线和接地导体相对的面积增大，信号线和接地导体之间所产生的静电容增大。从而，为了将高频信号线路设置成规定的阻抗，增大信号线和接地导体的距离，减小静电容。但是，若信号线和接地导体的距离增大，则高频信号线路的厚度变厚，难以弯曲并使用高频信号线路。
从而，考虑到不使信号线和接地导体相对。下面，参照附图以进行详细说明。图18 是从层叠方向观察信号线502从接地导体504露出的高频信号线路500的俯视图。
高频信号线路500如图18所示，具备信号线502以及接地导体504，506。信号线 502是线状的导体。接地导体506与信号线502相比设于层叠方向的更下方，且经由电介质层与信号线502相对。接地导体504与信号线相比设于层叠方向的更上方，且具有开口。 当从层叠方向的上方俯视时，信号线502位于开口内。
在如图18所示的高频信号线路500中，当从层叠方向俯视时，信号线502与接地导体504不重叠。因此，在高频信号线路500中由信号线502和接地导体504之间所产生的静电容，比信号线与接地导体重叠的高频信号线路中由信号线和接地导体之间所产生的静电容更小。由此，在高频信号线路500中，能减小信号线502和接地导体504之间的距离。 其结果是，在高频信号线路500中，能减小高频信号线路500的厚度，能弯曲并使用高频信号线路500。
然而，在高频信号线路500中存在着这样的问题，即会产生来自信号线502的不必要的辐射。信号线502与接地导体504不重叠。因此，由流过信号线502的电流所产生的电磁场不会被接地导体504吸收，从开口向高频信号线路500以外辐射，产生不必要的辐射。
作为能解决上述问题的高频信号线路，例如已知有专利文献I中记载的柔性基板。图19是从层叠方向俯视观察专利文献I中记载的柔性基板600的图。
柔性基板600具备信号线路602以及接地层604。信号线路602是线状的导体。 接地层604经由电介质层被层叠在信号线路602的层叠方向的上方。另外，虽然未图示，但是在信号线路602的层叠方向的下方设有接地层。从而，在柔性基板600中，在接地层604 设有多个开口 606。开口 606形成为长方形，且在信号线路602上排列成一列。由此，当从层叠方向的上方俯视时，信号线路602的一部分与接地层604重叠。其结果是，在柔性基板 600中，通过使接地导体604的未开口的部分与信号线路602重叠，由此在该部分减少来自信号线路602的不必要的辐射。
然而，即使在专利文献I中记载的柔性基板600中，经由开口 606也会产生不必要的辐射。
现有技术文献
专利文献
专利文献I :日本专利特开2007 - 123740号公报发明内容
[发明所要解决的问题]
本发明的目的在于，在具备设有与信号线重叠的开口的接地导体的高频信号线路中，减少不必要的辐射。
[解决技术问题所采用的技术方案]
本发明的一种实施方式所涉及的高频信号线路的特征在于，具备元件组装体，该元件组装体具有第I相对介电常数且具有第I主面和第2主面；线状的信号线，该信号线设于所述元件组装体内；第I接地导体，该第I接地导体在所述元件组装体内相对于所述信号线设于所述第I主面侧且与该信号线相对，而且该信号线设有与其重叠的第I开口；以及第 I高介电常数层，该第I高介电常数层具有比所述第I相对介电常数更高的第2相对介电常数且以在所述第I主面上与所述第I开口重叠的方式进行设置。
[发明的效果]
根据本发明，在具备设有与信号线重叠的开口的接地导体的高频信号线路中，减少不必要的辐射。
图I是本发明的一个实施方式所涉及的高频信号线路的外观立体图。
图2是图I中的高频信号线路的电介质元件组装体的分解图。
图3是图I中的高频信号线路的剖视结构图。
图4是高频信号线路的剖视结构图。
图5是高频信号线路的连接器的外观立体图和剖视结构图。
图6是从y轴方向和z轴方向俯视使用了高频信号线路的电子设备的图。
图7是第I变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。
图8是从z轴方向透视图7中的高频信号线路的图。
图9是取出了第I变形例所涉及的高频信号线路的一部分时的等效电路图。
图10是第2变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。
图11是第3变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。
图12是第4变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。
图13是第5变形例所涉及的高频信号线路的层叠体的分解图。
图14是从z轴方向透视图13中的高频信号线路的图。
图15
图16
图18
图18
图19具体实施方式
以下，参照附图来对本发明的实施方式所涉及的高频信号线路进行说明。
(高频信号线路的结构)
以下，参照附图来对本发明的一个实施方式所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图I是本发明的一个实施方式所涉及的高频信号线路10的外观立体图。图2是图I 中的高频信号线路10的电介质元件组装体12的分解图。图3是图I中的高频信号线路10 的剖视结构图。图4是高频信号线路10的剖视结构图。图5是高频信号线路10的连接器 IOOb的外观立体图和剖视结构图。在图I至图5中，将高频信号线路10的层叠方向定义为z轴方向。另外，将高频信号线路10的长边方向定义为X轴方向，将与X轴方向和z轴方向正交的方向定义为y轴方向。
高频信号线路10例如在移动电话等电子设备中用于连接两个高频电路。高频信号线路10如图I至图3所示，具备电介质元件组装体12、保护层14、高介电常数层15、外部端子16 (16a，16b)、信号线20、接地导体22，24、贯通孔导体bl b4，Bl B3、以及连接器 100a,IOOb0
电介质元件组装体12是具有2个主面的板状的挠性构件。当从z轴方向俯视时， 电介质元件组装体12沿着X轴方向延伸,包括线路部12a及连接部12b, 12c。电介质元件组装体12是按照如图2所示的电介质片(绝缘体层)18 (18a 18c)的顺序从z轴方向的正方向侧到负方向侧以对它们进行层叠而构成的层叠体。构成电介质元件组装体12的电介质片18由液晶聚合物组成，具有3左右的相对介电常数ε I。此外，除了液晶聚合物以外，电介质片18还可以由聚酰亚胺等具有挠性的热塑性树脂来构成。以下，如图4所示，将电介质元件组装体12的ζ轴方向的负方向侧的主面称为表面(第I主面)，将电介质元件组装体12的ζ轴方向的正方向侧的主面称为背面(第2主面)。
线路部12a沿着X轴方向延伸。连接 部12b，12c分别与线路部12a的x轴方向的负方向侧的端部及X轴方向的正方向侧的端部连接，形成为矩形。连接部12b，12c的y轴方向的宽度比线路部12a的y轴方向的宽度更宽。
当从z轴方向俯视时，电介质片18沿着X轴方向延伸，形成为与电介质元件组装体12相同的形状。电介质片18a，18b的总计厚度Tl如图4所示，比电介质片18c的厚度 T2更厚。例如，在对电介质片18a 18c进行层叠后，厚度Tl为50 300 μ m。在本实施方式中，厚度Tl为150 μ m。下面将电介质片18的z轴方向的负方向侧的主面称为表面，将电介质片18的z轴方向的正方向侧的主面称为背面。
另夕卜，电介质片18a由线路部18a_a以及连接部18a_b, 18a_c构成。电介质片18b 由线路部18b_a以及连接部18b_b, 18b_c构成。电介质片18c由线路部18c_a以及连接部 18c_b, 18c-c构成。线路部18a_a,线路部18b_a,线路部18c_a构成线路部12a。连接部18a-b，连接部18b-b，连接部18c-b构成连接部12b。连接部18a_c，连接部18b_c，连接部 18c-c构成连接部12c。
外部端子16a如图I及图2所示，是设置在连接部18a_b的背面的中央附近的矩形导体。外部端子16b如图I及图2所示，是设置在连接部18a-c的表面的中央附近的矩形导体。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作外部端子16a，16b。另外，在外部端子16a, 16b的表面实施镀金。
信号线20如图2所示，是设置在电介质元件组装体12内的线状导体，且在电介质片18的表面沿着X轴方向延伸。当从z轴方向俯视时，信号线20的两端分别与外部端子 16a，16b重叠。信号线20的线宽例如为100 500 μ m。在本实施方式中，信号线20的线宽为240μπι。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作信号线20。
接地导体24 (第I接地导体)如图2所示，在电介质元件组装体12内相对于信号线20设置于第I主面侧(即，ζ轴方向的负方向侧)，更详细而言，设置于电介质片18c的表面。由此，接地导体24设置于电介质元件组装体12的第I表面上。接地导体24在电介质片18c的表面沿着X轴方向延伸，经由电介质片18c与信号线20相对。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作接地导体24。
另外，接地导体24由线路部24a、端子部24b，24c构成。线路部24a设置于线路部18c-a的表面且沿着X轴方向延伸。然后，通过沿着信号线20交替地设置未形成导体层的多个开口 30和形成有导体层的部分即多个桥状部60，由此将线路部24a形成为梯子形。 当从ζ轴方向俯视时，开口 30如图2和图4所示，形成为长方形，且与信号线20重叠。由此，当从ζ轴方向俯视时，信号线20与开口 30及桥状部60交替重叠。另外，等间隔地排列开口 30。
端子部24b设置于线路部18c_b的表面，且形成为矩形的环。端子部24b与线路部24a的X轴方向的负方向侧的端部连接。端子部24c设置于线路部18c_c的表面，且形成为矩形的环。端子部24c与线路部24a的x轴方向的正方向侧的端部连接。
接地导体22 (第2接地导体)如图2所示，在电介质元件组装体12内相对于信号线20设置于ζ轴方向的负方向侧，更详细而言，设置于最靠近电介质元件组装体12的背面的电介质片18a的背面。由此，接地导体22设置于电介质元件组装体12的第2表面上。 接地导体22在电介质片18a的背面沿着X轴方向延伸，且经由电介质片18a，18b与信号线 20相对。从而，接地导体22夹着信号线20与接地导体24相对。在接地导体22的与信号线20相对的部分上，实质并未设置开口。即，接地导体22是在线路部12a上沿着信号线20 在X轴方向上连续延伸的电极，也就是所谓的紧贴状电极。但是，接地导体22无需完全覆盖线路部12a，例如，为了释放掉电介质片18的热塑性树脂在热压接时所产生的气体，也可以在接地导体22的规定位置设置微小的孔。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作接地导体22。
另外，接地导体22由线路部22a、端子部22b，22c构成。线路部22a设置于线路部 18a_a的背面，且沿着X轴方向延伸。端子部22b设置于线路部18a_b的背面，且形成为包围外部端子16a的周围的矩形的环。端子部22b与线路部22a的x轴方向的负方向侧的端部连接。端子部22c设置于线路部18a-c的表面，且形成为矩形的环。端子部22c与线路部22a的X轴方向的正方向侧的端部连接。
如上所述，从ζ轴方向的两侧经由电介质层18a 18c且利用接地导体22，24来夹住信号线20。即，信号线20和接地导体22，24形成为三层板型的带状线结构。另外，信号线20与接地导体22的间隔如图4所示，与电介质片18a，18b的总厚度Tl大致相同，例如为50μπι 300μπι。在本实施方式中，信号线20和接地导体22的间隔为150 μ m。另一方面，信号线20与接地导体24的间隔如图4所示，与电介质片18c的厚度T2大致相同，例如为ΙΟμπι ΙΟΟμπι。在本实施方式中，信号线20和接地导体24的间隔为50 μ m。S卩。设计为厚度Tl大于厚度T2。
如上所述，通过使厚度Tl大于厚度T2，接地导体22和信号线之间所产生的静电容变小，能使为了成为规定的阻抗(例如50 Ω )的信号线20的线宽变宽。由此，由于能减少传输损耗，因此能谋求提高高频信号线路的电特性。在本实施方式中，阻抗设计的重点在于接地导体22和信号线20之间所产生的电容，在阻抗设计中将接地导体24设计为用于使信号的辐射减少的接地导体。即，以接地导体22和信号线20将特性阻抗设定得较高(例如 70 Ω)，且通过附加接地导体24以在高频信号线路的一部分上设置阻抗较低的区域(例如 30 Ω )，由此将高频信号线路整体的阻抗设计成规定的阻抗(例如50 Ω )。
通过使贯通孔导体bl, b3分别沿着ζ轴方向贯通电介质片18a, 18b的连接部 18a_b, 18b-b,由此构成一个贯通孔,且将外部端子16a与信号线20的x轴方向的负方向侧的端部连接起来。通过使贯通孔导体b2，b4分别沿着ζ轴方向贯通电介质片18a，18b的连接部18a-c, 18b-c,由此构成一个贯通孔,且将外部端子16b与信号线20的x轴方向的正方向侧的端部连接起来。由此，信号线20连接在外部端子16a，16b之间。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作贯通孔导体bl b4。
贯通孔导体BI B3分别沿着ζ轴方向贯通电介质片18a 18c的线路部18a_a 18c_a，且对于线路部18a_a 18c_a中的每一个都设有多个该贯通孔导体BI B3。然后， 贯通孔导体BI B3通过相互连接来构成一个贯通孔导体，且将接地导体22与接地导体24 连接起来。利用以银或铜为主要成分的电阻率较小的金属材料来制作贯通孔导体BI B3。
保护层14大致覆盖了电介质片18a的整个背面。由此，保护层14覆盖了接地导体22。例如由抗蚀剂材料等挠性树脂来构成保护层14。
另外，保护层14如图2所示，由线路部14a和连接部14b，14c构成。通过使线路部14a覆盖线路部18a_a的整个背面来覆盖线路部22a。
连接部14b与线路部14a的x轴方向的负方向侧的端部连接,覆盖连接部18a_b 的背面。但是，在连接部14b上设置有开口 Ha Hd。开口 Ha是设置于连接部14b的中央的矩形开口。外部端子16a经由开口 Ha露出到外部。另外，开口 Hb是设置于开口 Ha的y 轴方向的正方向侧的矩形开口。开口 He是设置于开口 Ha的X轴方向的负方向侧的矩形开口。开口 Hd是设置于开口 Ha的y轴方向的负方向侧的矩形开口。端子部22b经由开口 Hb Hd露出到外部，由此起到了外部端子的作用。
连接部14c与线路部14a的x轴方向的正方向侧的端部连接,覆盖连接部18a_c 的背面。但是，在连接部14c设置有开口 He Hh。开口 He是设于连接部14c的中央的矩形开口。外部端子16b经由开口 He露出到外部。另外，开口 Hf是设置于开口 He的y轴方向的正方向侧的矩形开口。开口 Hg是设置于开口 He的X轴方向的正方向侧的矩形开口。 开口 Hh是设置于开口 He的y轴方向的负方向侧的矩形开口。端子部22c经由开口 Hf Hh露出到外部，由此起到了外部端子的作用。
高介电常数层15设置于电介质元件组装体12的第I主面上，大致覆盖了电介质片18c的整个表面。由此，高介电常数层15覆盖了接地导体24，且与开口 30重叠。高介电常数层15例如使用在聚酰亚胺中混合了电介质填料后得到的材料，且具有比电介质元件组装体12的相对介电常数ε I更高的介电常数ε 2。高介电常数层15的相对介电常数 ε 2例如为4。此外，虽然希望高介电常数层15的相对介电常数ε 2较高，但是为了抑制在高频信号线路10内形成寄生电容，希望其在10以下。
另外，高介电常数层15如图2所示，由线路部15a和连接部15b，15c构成。通过使线路部15a大致覆盖线路部18c_a的整个表面，由此使该线路部15a覆盖了包括多个开口 30的线路部24a。
连接部15b与线路部15a的x轴方向的负方向侧的端部连接，且大致覆盖了连接部18c-b的整个表面。连接部15c与线路部15a的x轴方向的正方向侧的端部连接，且大致覆盖了连接部18c-c的整个表面。
连接器100a，IOOb分别安装于连接部12b，12c的背面上。由于连接器100a，IOOb 的结构相同，因此下面以连接器IOOb的结构为例进行说明。
连接器IOOb如图I和图5所示，由连接器本体102、外部端子104，106、中心导体 108以及外部导体110构成。连接器本体102形成为在矩形的板上连结有圆筒的形状，且由树脂等绝缘材料制作而成。
在连接器本体102的板的ζ轴方向的负方向侧的面上，外部端子104设置在与外部端子16b相对的位置。在连接器本体102的板的ζ轴方向的负方向侧的面上，外部端子 106设置在与经由开口 Hf Hh而露出的端子部22对应的位置。
中心导体108设置于连接器本体102的圆筒的中心，且与外部端子104连接。中心导体108是对高频信号进行输入或输出的信号端子。外部导体110设置于连接器本体102 的圆筒的内周面，且与外部端子106连接。外部导体110是保持为接地电位的接地端子。
如上所述构成的连接器IOOb安装于连接部12c的表面上，以使得外部端子104与外部端子16b连接，且外部端子106与端子部22c连接。由此，信号线20与中心导体108 电连接。另外，接地导体22，24与外部导体110电连接。
如下所述说明的那样使用高频信号线路10。图6是从y轴方向和ζ轴方向俯视使用了高频信号线路的电子设备的图。
电子设备200具备高频信号线路10、电路基板202a，202b、插座204a，204b，电池组(金属体)206、以及框体210。
在电路基板202a上例如设置有包括天线的发送电路或接收电路。在电路基板 202b上例如设置有供电电路。电池组206例如是锂离子充电电池，具有在其表面覆盖有金属壳的结构。从X轴方向的负方向侧向正方向侧按照电路基板202a、电池组206、电路基板 202b的顺序对它们进行排列。
插座204a，204b分别设置于电路基板202a，202b的ζ轴方向的负方向侧的主面上。插座204a，204b分别与连接器100a，IOOb连接。由此，在电路基板202a，202b之间传输的具有例如2GHz的频率的高频信号经由插座204a，204b施加到连接器100a，IOOb的中心导体108。另外，连接器100a，IOOb的外部导体110经由电路基板202a，202b以及插座204a，204b保持为接地电位。由此，高频信号线路10在电路基板202a，202b之间电连接且物理连接。
此处，保护层14如图6所示，与电池组206进行接触。然后，利用粘合剂等对保护层14和电池组206进行固定。保护层14相对于信号线20位于接地导体22—侧。因此， 紧贴状的(在X轴方向上连续地延伸)接地导体22位于信号线20和电池组206之间。
(高频信号线路的制造方法)
以下，参照图2来说明高频信号线路10的制造方法。下面虽然以制作一个高频信号线路10的情况为例进行说明，但是实际上通过对大块的电介质片进行层叠和切割来同时制作多个高频信号线路10。
首先，准备热塑性树脂构成的电介质片18，在该电介质片18的整个表面形成有铜箔。例如，实施用于防腐蚀的镀锌来使电介质片18的铜箔表面平滑。电介质片18是具有 20 μ m 80 μ m的厚度的液晶聚合物。另外，铜箔的厚度为10 μ m 20 μ m。
接着，利用光刻工序，在电介质片18a的背面形成图2所示的外部端子16和接地导体22。具体而言，在电介质片18a的铜箔上，印刷与图2所示的外部端子16 (16a, 16b) 和接地导体22具有相同形状的抗蚀剂。接着，通过对铜箔实施蚀刻处理，去除没有被抗蚀剂覆盖的部分的铜箔。然后，去除抗蚀剂。由此，如图2所示，在电介质片18a的表面形成外部端子16和接地导体22。
接着，利用光刻工序，在电介质片18b的表面形成图2所不的信号线20。另外,利用光刻工序，在电介质片18c的表面形成图2所示的接地导体24。此外，由于这些光刻工序与形成外部端子16及接地导体22时的光刻工序相同，因此省略其说明。
接着，对形成电介质片18a 18c的贯通孔bl b4, BI B3的位置照射激光光束，形成贯通孔。然后，向形成于电介质片18a, 18b的贯通孔填充导电糊料。
接着,从ζ轴方向的正方向侧到负方向侧按照电介质片18a 18c的顺序对它们进行层叠，以使接地导体22、信号线20以及接地导体24形成为带状线结构。然后，通过从ζ轴方向的正方向侧和负方向侧对电介质片18a 18c施加热和压力，由此使电介质片 18a 18c软化、进行压接并使它们形成为一体，同时使填充到贯通孔的导电糊料固化，形成图2所示的贯通孔bl b4，BI B3。此外，也可以使用环氧类树脂等粘合剂来代替热压接来将各电介质片18形成为一体。另外,也可以在将电介质片18形成为一体之后，形成贯通孔，通过向贯通孔填充导电糊料或形成镀膜来形成贯通孔bl b4，BI B3。
接着，通过涂布在聚酰亚胺中混合了填料后得到的糊料，在电介质片18c的表面上形成高介电常数层15。
最后，通过涂布树脂(抗蚀剂)糊料，在电极偏置18a的背面上形成保护层14。由此，得到图I所示的高频信号线路10。
(效果)
根据如上所述构成的高频信号线路10，能减少不必要的辐射。更详细而言，在高频信号线路10中，高介电常数层15具有比电介质元件组装体12的相对介电常数ε I更高的相对介电常数ε 2，且将该高介电常数层15设置为在电介质元件组装体12的第I主面上与接地导体24的开口 30重叠。由此，如下所述，在高介电常数层15与空气层的界面，从信号线20放射出的电磁场更多地被反射到高频信号线路10内。
在接地导体24上层叠由与电介质元件组装体具有相同材料构成的电介质片的比较例所涉及的高频信号线路中，该电介质片与空气层的界面上的相对介电常数之差为 ε I — I。另一方面，在高频信号线路10中，高介电常数层15与空气层的界面上的相对介电常数之差为ε 2 — I。由于相对介电常数ε 2大于相对介电常数ε 1，因此，ε 2 — I大于ε — I。此处，若界面上的相对介电常数之差增大，则在界面上电磁场的反射量也会增大。因此，在高频信号线路10的界面上电磁场的反射量会大于比较例所涉及的高频信号线路的界面上电磁场的反射量。即，在高频信号线路10中，如图4的电磁场Fl所示，由于更多的电磁场在高介电常数层15与空气层的界面上被反射到高频信号线路10内，因此，抑制了作为不必要的辐射的电磁场泄漏到高频信号线路10之外。进一步的，在高频信号线路10 中，即使在高介电常数层15和电介质片18c的界面上，也如图4的电磁场F2所示，发生与高介电常数层15与空气层的界面上相同的现象。因此，在高频信号线路10中能更有效地减少不必要的辐射。
另外，根据高频信号线路10，由于在接地导体24设置有多个开口 30，因此，容易地弯曲高频信号线路10。
另外，根据高频信号线路10，能抑制信号线20的特性阻抗偏离规定的特性阻抗 (例如50 Ω )。更详细而言，在专利文献I所记载的柔性基板中，电磁场可能会从开口泄漏到柔性基板的外部。因此，若在柔性基板的周围设置有电介质或金属体等，则在柔性基板的信号线和电介质或金属体等之间会产生电磁场耦合。其结果是，柔性基板的信号线的特性阻抗可能会偏离规定的特性阻抗。
另一方面，在高频信号线路10中，相对于信号线20位于接地导体22 —侧的电介质元件组装体12的背面与电池组206接触。S卩，在信号线20和电池组206之间没有设置已设有开口 30的接地导体24，而是实质上设置了未设有开口的接地导体22。由此，抑制了在信号线20和电池组206之间所发生的电磁场耦合。其结果是，在高频信号线路10中抑制了信号线20的特性阻抗偏离规定的特性阻抗的情况。
另外，根据高频信号线路10，根据以下理由也能容易地弯曲高频信号线路10。高频信号线路10的特性阻抗Z以来表示。L是高频信号线路10单位长度的电感值。C是高频信号线路单位长度的电容值。高频信号线路10设计为Z成为规定的特性阻抗(例如 50 Ω )。
此处，为了能容易地弯曲高频信号线路10，考虑使高频信号线路10的ζ轴方向的厚度(下面简称为厚度)变薄。但是，若高频信号线路10的厚度变薄，则会导致信号线20与接地导体22，24的距离缩小，且电容值C变大。其结果是，特性阻抗Z比规定的特性阻抗更小。
因此，考虑使信号线20的y轴方向的线宽(以下简称为线宽)变窄，增大信号线20 的电感值L，并且减小信号线20与接地导体22，24的相对面积，且减小电容值C。
然而，很难高精度地形成线宽较窄的信号线20。
因此，在高频信号线路10中，在接地导体24上设置有开口 30。由此，信号线20与接地导体24的相对面积减小，且使电容值C减小。其结果是，在高频信号线路10中，能将特性阻抗Z维持在规定的特性阻抗，且能够容易地进行弯曲。
另外，根据高频信号线路10，在接地导体24上设置有高介电常数层15。由此，在高频信号线路10中接地导体24不露出到外部。因此，即使在电介质元件组装体12的表面配置其他的物品，由于接地导体24不与其他的物品直接相对，因此，能抑制信号线20的特性阻抗的变动。
(第I变形例所涉及的高频信号线路)
下面参照附图来对第I变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图7是第 I变形例所涉及的高频信号线路IOa的层叠体12的分解图。图8是从ζ轴方向透视图7中的高频信号线路IOa的图。图9是取出了第I变形例所涉及的高频信号线路IOa的一部分时的等效电路图。
高频信号线路10与高频信号线路IOa的区别在于开口 30的形状。下面，以所涉及的区别为中心，对高频信号线路IOa的结构进行说明。
通过沿着信号线20交替地设置多个开口 30和多个桥状部60，由此将接地导体24 形成为梯子形。如图8所示，当从ζ轴方向俯视时，开口 30与信号线20重叠，且该开口 30 相对于信号线20形成为线对称的形状。即，信号线20横穿开口 30的y轴方向的中央。
进一步地，直线A在信号线20延伸的方向(X轴方向)上通过开口 30的中央、且与信号线20正交(B卩，沿着y轴方向延伸)，且该信号线20与直线A形成为线对称的形状。下面进行详细说明。
将包括X轴方向上的开口 30的中央的区域定义为区域Al。另外，将与桥状部60 对应的区域定义为区域A2。另外，位于区域Al和区域A2之间的区域称为区域A3。区域A3 位于区域Al的X轴方向的两边，且与区域Al和区域A2分别邻接。区域A2的x轴方向上的长度(也就是桥状部60的长度)例如为25 200 μ m。在本实施方式中，区域A2的x轴方向上的长度为100 μ m。
直线A如图8所示，在x轴方向上通过区域Al的中央。然后，区域Al中开口 30在与信号线20正交的方向(y轴方向)上的宽度Wl大于区域A3中开口 30在y轴方向上的宽度W2。S卩，开口 30的形状为在X轴方向上在开口 30的中央附近的宽度大于开口 30的其他部分的宽度，相对于直线A形成为线对称的形状。然后，在开口 30中，y轴方向上的宽度为宽度Wl的区域是区域Al，y轴方向上的宽度为宽度W2的区域是区域A3。因此，在开口 30 的区域Al，A3的边界存在高低差。宽度Wl例如为500 1500 μ m。在本实施方式中，宽度 Wl为900 μ m。另外，宽度W2例如为250 750 μ m。在本实施方式中，宽度W2为480 μ m。
另外，开口 30的x轴方向上的长度Gl例如为I 5mm。在本实施方式中，长度Gl 为3mm。此处，长度Gl比作为开口 30的最大宽度的宽度Wl更长。然后，优选长度Gl为宽度Wl的2倍以上。
另外，在接地导体24的相邻的开口 30之间未设置开口。更详细而言，在由相邻的开口 30所夹的区域A2中，导体层(桥状部60)—致地扩展，不存在开口。
在如上所述构成的高频信号线路IOa中，在相邻的两个桥状部60之间，随着从一个桥状部60向另一个桥状部60靠近，信号线20的特性阻抗的变化为在按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Zl的顺序增加之后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。 更详细而言，开口 30在区域Al中具有宽度W1，在区域A3中具有比宽度Wl要窄的宽度W2。 因此，区域Al中信号线20与接地导体24的距离大于区域A3中信号线20与接地导体24 的距离。由此，在区域Al中在信号线20上所产生的磁场强度大于在区域A3中在信号线20上所产生的磁场强度，在区域Al中的电感分量增加。即，在区域Al中以L因素(L factor) 为主导。
进一步地，在区域A2中设置有桥状部60。因此，区域A3中信号线20与接地导体 24的距离大于区域A2中信号线20与接地导体24的距离。由此，除了区域A2中在信号线 20上所产生的静电容大于区域A3中在信号线20上所产生的静电容之外，区域A2中的磁场强度小于区域A3中的磁场强度。即，在区域A2中以C因素(C factor)为主导。
如上所述，信号线20的特性阻抗在区域Al中成为最大值Zl。S卩，在信号线20的特性阻抗成为最大值Zl的位置开口 30具有宽度W1。另外，信号线20的特性阻抗在区域 A3中成为中间值Z3。S卩，在信号线20的特性阻抗成为中间值Z3的位置开口 30具有宽度 W2。另外，信号线20的特性阻抗在区域A2中成为最小值Z2。
由此，高频信号线路10具有如图9所示的电路结构。更详细而言，由于在区域Al 中在信号线20和接地导体24之间几乎不产生静电容，因此，主要根据信号线20的电感LI 来产生特性阻抗Z1。另外，由于在区域A2中在信号线20和接地导体24之间产生了较大的静电容C3，因此，主要根据静电容C3来产生特性阻抗Z2。另外，由于在区域A3中在信号线 20和接地导体24之间产生了小于静电容C3的静电容C2，因此，主要根据信号线20的电感 L2和静电容C2来产生特性阻抗Z3。另外，特性阻抗Z3例如为55 Ω。特性阻抗Zl大于特性阻抗Z3，例如为70 Ω。特性阻抗Z2小于特性阻抗Z3，例如为30 Ω。另外，高频信号线路 10整体的特性阻抗为50 Ω。
根据闻频彳目号线路IOa,在相邻的两个桥状部60之间，随着从一个桥状部60向另一个桥状部60靠近，信号线20的特性阻抗的变化为在按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Zl 的顺序增加之后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。由此，实现了使高频信号线路IOa变薄，且尽管使高频信号线路IOa变薄，但由于使信号线20的电极宽度变宽， 因此，能扩大信号线20和接地导体22，24中流过高频电流的电极部分的表面积，且减少高频信号的传输损耗。另外，如图8所示，由于I个周期(区域Al和2个区域A2及区域A3) 的长度AL缩短至I 5mm，因此，能在更高的高频频段抑制不必要的辐射，且能改善传输损耗。另外，通过将区域A3置于区域Al的两端，使由流过信号线20的电流所产生的强磁场不直接传输到区域A2，从而使区域A2的接地电位稳定，确保了接地导体24的屏蔽效果。由此能抑制不必要的辐射的产生。其结果是，在高频信号线路IOa中，即使信号线20与接地导体22，24的距离减小，也能使信号线20的线宽变宽，在确保特性阻抗不变的情况下减少传输损耗，能谋求使不必要的辐射较少的高频信号线路IOa变薄。因此，能容易地弯曲高频信号线路10a，能使高频信号线路IOa弯曲并使用。
另外，根据高频信号线路10a，随着接地导体24中接地电位的稳定，能减少传输损耗，还能提高屏蔽特性。更详细而言，在高频信号线路IOa中，区域Al中开口 30的宽度Wl 大于区域A3中开口 30的宽度W2。由此，在高频信号线路IOa中，位于区域Al内的信号线 20的磁场能量高于位于区域A3内的信号线20的磁场能量。另外，位于区域A2内的信号线 20的磁场能量低于位于区域A3内的信号线20的磁场能量。因此，信号线20的特性阻抗按照2223、21、23、22……的顺序反复变化。因此，在信号线20中，在x轴方向上相邻部分中的磁场能量的变化变缓。其结果是，在单位结构(区域Al A3)的边界上磁场能量变小，抑制了接地导体的接地电位的变化，抑制了不必要的辐射的产生和高频信号的传输损耗。换而言之，利用区域A3能抑制桥状部60中不必要的电感分量的产生，其结果是，能减小桥状部60和信号线20之间的互感分量，还能使接地电位稳定。因此，尽管变薄且在接地导体上具有相对较大的开口 30，却仍然能减少不必要的辐射，并且能减少高频信号的传输损耗。
另外，通过在桥状部60的延伸方向上配置贯通孔导体BI B3，能进一步地抑制在桥状部60中产生不必要的电感分量。特别地，通过使开口 30的X轴方向上的长度Gl (即桥状部60之间的长度)大于区域Al中开口部的宽度W1，能尽可能地增大开口 30的面积以达成规定的阻抗，并且能抑制不必要的辐射的产生。
另外，开口 30形成为周期性地配置在信号线20延伸的方向(X轴方向)上的结构的单位结构。由此，在开口 30内能以开口 30的X轴方向上的长度来确定信号线20的特性阻抗的频率特性。即，开口 30的长度Gl越短，则信号线20的特性阻抗的频率特性越能扩大到高频段。开口 30的长度Gl越长，则能使区域Al的宽度Wl越窄且使开口 30变细。因此，由于能减少不必要的辐射，且能减少传输损耗，因此，能谋求高频信号线路IOa的阻抗特性的宽带化和安定化。
另外，根据以下理由也能弯曲并使用高频信号线路10a。在高频信号线路10中，由于开口 30的y轴方向上的宽度最大，因此，区域Al最容易弯曲。另一方面，由于区域A2中未设置开口 30，因此，区域A2最难弯曲。因此，在弯曲并使用高频信号线路IOa的情况下， 弯曲区域Al，而几乎不弯曲区域A2。因此，在高频信号线路IOa中，在区域A2中设置有比电介质片18更难变形的贯通孔导体BI B3。由此，能容易地弯曲区域Al。
此外，通过对信号线20和接地导体22的距离Tl的大小、以及信号线20和接地导体24的距离T2的大小进行调整，也能得到规定的特性阻抗。
另外，在高频信号线路IOa中，根据以下说明的理由，在信号线20延伸方向上开口 30的长度Gl比宽度Wl更长。更详细而言，高频信号线路10中高频信号的传输模式是TEM 模式。在TEM模式中，与高频信号的传输方向(X轴方向)正交地形成电场和磁场。即,利用以信号线20为中心描绘出圆的方式来产生磁场，从信号线20朝向接地导体22，24且放射状地产生电场。此处，若在接地导体22设置有开口 30，则由于磁场描绘出圆形，因此，仅仅由于磁场膨胀而使半径在开口 30上略有增大，不会使磁场大量泄漏到高频信号线路IOa之外。另一方面，电场的一部分放射到高频信号线路IOa之外。因此，示出了在高频信号线路 IOa的不必要的辐射中，电场放射占了较大的比例。
此处，由于电场与高频信号的传输方向(X轴方向)正交，因此，若开口 30的y轴方向的宽度Wl增大，则从开口 30放射出的电场的量也会增大(不必要的辐射会增加)。另一方面，虽然使宽度Wl越大则高频传输线路IOa的特性阻抗会越高，但是，由于在高频传输线路IOa中，在与高频信号的传输方向(X轴方向)正交的方向上，从信号线20起到距离其线宽大约3倍的距离处基本不存在电场，因此，即使进一步增大宽度Wl也无法进一步提高特性阻抗。因此，考虑到宽度Wl越大则不必要的辐射就越会增加，优选为不将宽度Wl增大到必要的宽度以上。进一步地，若宽度Wl到达接近高频信号的波长的1/2，则电磁波会作为缝隙天线进行辐射，导致不必要的辐射进一步增加。
另一方面，开口 30的X轴方向上的长度Gl的长度越长则越能减少信号线20与接地导体22的相对面积，因此，能增大信号线20的线宽。由此，具有能减小信号线20中的高频电阻值的优点。
另外，在长度Gl大于宽度Wl的情况下，接地导体22中的反向电流(涡流)的高频电阻值会变小。
如上所述，优选长度Gl大于宽度W1，更加优选长度Gl为宽度Wl的2倍以上。但是，若开口 30的X轴方向上的长度Gl接近高频信号的波长的1/2，则电磁波作为缝隙天线从开口 30进行辐射，据此来考虑，长度Gl相对于波长必须足够的短。
(第2变形例所涉及的高频信号线路)
下面，参照附图对第2变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图10是第 2变形例所涉及的闻频/[目号线路IOb的层置体12的分解图。
高频信号线路IOb和高频信号线路IOa的区别在于开口 30的形状。更详细而言， 高频信号线路IOa的开口 30的y轴方向上的宽度如图7所示，阶梯状且不连续地进行变化。 与此相对地，高频信号线路IOb的开口 30的y轴方向上的宽度连续地变化。更详细而言， 随着在X轴方向上远离开口 30的中央，开口 30的y轴方向上的宽度连续减小。由此，信号线20的磁场能量和特性阻抗连续地变化。
此外，在高频信号线路IOb中，如图10所示，区域Al是以直线A为中心进行设置、 且包括开口 30的y轴方向上的宽度为宽度Wl的部分的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域Al内成为最大值Z1。另外，区域A2是设置于开口 30之间、且设置有桥状部60的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A2内成为最小值Z2。另外，区域A3是被区域Al 和区域A2夹住、且包括开口 30的y轴方向上的宽度为宽度W2的部分的区域。因此，信号线20的特性阻抗在区域A3内成为中间值Z3。
此处，区域Al只要包括开口 30的y轴方向上的宽度为宽度Wl的部分即可，区域 A3只要包括开口 30的y轴方向上的宽度为宽度W2的部分即可。因此，在本实施方式中，并不特别明确地规定区域Al和区域A3的边界。因此，作为区域Al和区域A3的边界，列举例如是开口 30的y轴方向上的宽度为(W1 + W2)/2的位置。
具有上述结构的高频信号线路IOb也与高频信号线路10相同，能弯曲并使用，能减少不必要的辐射，还能抑制信号线20内的传输损耗。
(第3变形例所涉及的高频信号线路)
下面，参照附图对第3变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图11是第 3变形例所涉及的高频信号线路IOc的层叠体12的分解图。
高频信号线路IOc和高频信号线路IOa的区别在于有无接地导体40，42。更详细而言，在高频信号线路IOc中，在电介质片18b的表面上设置有接地导体40，42。接地导体 40是相对于信号线20位于y轴方向的正方向侧、且沿着X轴方向延伸的长方形导体。接地导体40经由贯通孔BI B3与接地导体22，24连接。另外，接地导体42是相对于信号线20位于y轴方向的负方向侧、且沿着X轴方向延伸的长方形导体。接地导体42经由贯通孔BI B3与接地导体22，24连接。
在如上所述的高频信号线路IOc中，由于在信号线20的y轴方向上的两侧都设置有接地导体40，42，因此，能抑制不必要的辐射从信号线20向y轴两侧泄漏。
(第4变形例所涉及的高频信号线路)
下面，参照附图对第4变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图12是第 4变形例所涉及的闻频/[目号线路IOd的层置体12的分解图。
高频信号线路IOd和高频信号线路IOa的区别在于开口 30的形状、以及开口 44a， 44b的形状不同。更详细而言,开口 44a,44b形成为将开口 30分割为y轴方向的正方向侧和负方向侧的2个部分的形状。在高频信号线路IOd中，在开口 44a和44b之间设置有沿着X轴方向延伸的线状导体46。线状导体46构成接地导体24的一部分，当从z轴方向俯视时，该线状导体46与信号线20重叠。但是，在高频信号线路IOd中，线状导体46的线宽如图12所示，比信号线20的线宽更细。因此，当从z轴方向俯视时，信号线20从线状导体 46露出。因此，信号线20与开口 44a，44b重叠。
在如上所述的高频信号线路IOd中，沿着信号线20并排地设置有多个开口 44a，并且沿着信号线20并排地设置有多个开口 44b。由此，区域Al中信号线20的特性阻抗成为最大值Z1。另外，区域A3中信号线20的特性阻抗成为中间值Z3。另外，区域A2中信号线 20的特性阻抗成为最小值Z2。
(第5变形例所涉及的高频信号线路)
下面，参照附图对第5变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图13是第 5变形例所涉及的高频信号线路IOe的层叠体12的分解图。图14是从z轴方向透视图13 中的高频信号线路IOe的图。
高频信号线路IOe与高频信号线路IOa的第I个区别在于，桥状部60中的信号线 20的线宽小于信号线20的特性阻抗为最大值Zl的位置上的信号线20的线宽这一点。高频信号线路IOe与高频信号线路IOa的第2个区别在于，在信号线20的特性阻抗为中间值 Z3的位置(B卩、开口 30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置)与信号线20的特性阻抗为最大值Zl的位置(B卩、开口 30的y轴方向上的宽度为宽度Wl的位置)之间开口 30形成为圆锥形这一点。高频信号线路IOe与高频信号线路IOa的第3个区别在于，在信号线20的特性阻抗为中间值Z3的位置(B卩、开口 30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置)与桥状部 60之间开口 30形成为圆锥形这一点。
首先，参照图14对高频信号线路IOe中的区域Al A3的定义进行说明。区域Al 是开口 30中在y轴方向上的宽度为宽度Wl的区域。区域A2是与桥状部60对应的区域。 区域A3是被区域Al和区域A2夹住、且包括开口 30中在y轴方向上的宽度为宽度W2的区域的区域。
对第I个区别进行说明。如图13和图14所示，信号线20的区域A2的线宽为线宽Wb。另一方面，信号线20的区域Al中信号线20的线宽是比线宽Wb更宽的线宽Wa。线宽Wa例如为100 500 μ m。在本实施方式中，线宽Wa为350 μ m。线宽Wb例如为250 250 μ m。在本实施方式中，线宽Wb为100 μ m。如此，通过使区域A2中信号线20的线宽比区域Al中信号线20的线路宽度更细，由此减小信号线20和桥状部60的重叠面积。其结果是，减少了信号线20和桥状部60之间所产生的寄生电容。进一步地，由于与开口 30重叠的部分的信号线20的线宽为线宽Wa，因此，抑制了所涉及的部分的信号线20的电感值的增加。进一步地，由于不是信号线20整体的线宽变细，而是信号线20的线宽部分变细，因此，抑制了信号线20的电阻值的增加。
另外，信号线20在线宽发生变化的部分形成为圆锥形。由此，信号线20的线宽发生变化的部分的电阻值的变化变缓，抑制了在信号线20的线宽发生变化的部分中发生高频信号的反射。
对第2个区别进行说明。在开口 30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置与开口 30的y轴方向上的宽度为宽度Wl的位置之间将开口 30形成为圆锥形。即，区域A3的X轴方向上的端部形成为圆锥形。由此，降低流过接地导体24的电流的损耗。
对第3个区别进行说明。在开口 30的y轴方向上的宽度为宽度W2的位置与桥状部60之间将开口 30形成为圆锥形。由此，将桥状部60的y轴方向上的两端形成为圆锥形。 因此，桥状部60的X轴方向上的线宽比与信号线20重叠的部分中的其他部分更细。其结果是，减少了在桥状部60和信号线20之间所产生的寄生电容。另外，由于不是桥状部60 整体的线宽变细，而是桥状部60的线宽部分变细，因此，抑制了桥状部60的电阻值和电抗值的增加。
(第6变形例所涉及的高频信号线路)
下面，参照附图对第6变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图15是第 6变形例所涉及的高频信号线路IOf的层叠体12的分解图。
高频信号线路IOf与高频信号线路IOa的区别在于，在高频信号线路IOf中未设置有桥状部60这一点。即，高频信号线路IOf的开口 30是沿着X轴方向延伸的槽。上述的高频信号线路IOf也与高频信号线路10相同，能减少不必要的辐射。另外，由于不存在桥状部60，因此，能更容易弯曲。
(第7变形例所涉及的高频信号线路)
下面，参照附图对第7变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图16是第 7变形例所涉及的闻频/[目号线路IOg的层置体12的分解图。
高频信号线路IOg与高频信号线路10的区别在于，在接地导体22设置有开口 70 和桥状部72这一点，以及设置有高介电常数层64这一点。
在高频信号线路IOg中，接地导体22具有与接地导体24相同的形状。即，在接地导体22中，与信号线20重叠的多个开口 70和桥状部72沿着信号线20而交替排列。
进一步地，在高频信号线路IOg中，设置有高介电常数层64来代替保护层14。高介电常数层64具有与保护层14相同的形状，具有比电介质元件组装体12的相对介电常数 ε I更高的相对介电常数ε3。高介电常数层64具有与保护层14相同的形状，且将其设置为与开口 70重叠。高介电常数层64例如以与高介电常数层15具有相同的材料来构成。
在如上所述构成的高频信号线路IOg中，也与高频信号线路10相同，能减少不必要的辐射。
(第8变形例所涉及的高频信号线路)
下面，参照附图对第8变形例所涉及的高频信号线路的结构进行说明。图17是第8变形例所涉及的闻频/[目号线路IOh的层置体12的分解图。
高频信号线路IOh与高频信号线路10的区别在于，电介质片18d层叠于电介质片18c上这一点。更详细而言，电介质片18d层叠于电介质片18c的z轴方向的负方向侦U。 然后，高介电常数层15层叠于电介质片18d的z轴方向的负方向侧。由此，利用电介质片 18c，18d来夹住接地导体24。即，接地导体24也可以不设置于电介质元件组装体12的第 I主面上。
在如上所述构成的高频信号线路IOh中，也与高频信号线路10相同，能减少不必要的辐射。
(其他实施方式)
本发明所涉及的高频信号线路并不限于上述实施方式中所涉及的高频信号线路 10，IOa 10h，在其要点的范围内能进行改变。
此外，在高频信号线路10，IOa 10e，10g，IOh中，多个开口 30具有相同的形状。 然而，多个开口 30的一部分的形状也可以与其他的多个开口 30的形状不同。例如，在多个开口 30之中也可以使规定的开口 30之外的开口 30的X轴方向上的长度比规定的开口 30 的X轴方向上的长度更长。由此，在设置有规定的开口 30的区域中，能容易地弯曲高频信号线路 10，IOa 10e, 10g, IOh0
此外，也可以组合高频信号线路10，IOa IOh所示出的结构。
另外，在高频信号线路IOa IOe，10g, IOh中，在相邻的两个桥状部60之间，随着从一个桥状部60向另一个桥状部60靠近，信号线20的特性阻抗的变化为在按照最小值 Z2、中间值Z3、最大值Zl的顺序增加之后，再按照最大值Z1、中间值Z3、最小值Z2的顺序减少。然而，在相邻的两个桥状部60之间，随着从一个桥状部60向另一个桥状部60靠近，信号线20的特性阻抗的变化也可以是在按照最小值Z2、中间值Z3、最大值Zl的顺序增加之后，再按照最大值Zl、中间值Z4、最小值Z2的顺序减少。即，中间值Z3和中间值TA也可以不同。例如，开口 30，44a，44b也可以是不相对于直线A线对称的形状。但是，中间值Z4必须大于最小值Z2，且小于最大值Zl。
另外，在相邻的两个桥状部60之间，最小值Z2的值也可以不同。即，若使高频信号线路IOa IOf作为整体而与规定的特性阻抗相适应，则所有的最小值Z2不需要相同。 但是，一个桥状部60 —侧的最小值Z2必须低于中间值Z3，另一个桥状部60 —侧的最小值 Z2必须低于中间值Z4。
另外，连接器100a，IOOb也可以设置于电介质元件组装体12的第I主面侧(表面侧)。
工业中的应用
如上所述，本发明对于高频信号线路是有用的，特别在能减少不必要的辐射这一点上尤为关出。
标号说明
10，IOa IOh :高频信号线路
12:电介质元件组装体
14:保护层
15，64:高介电常数层
16a, 16b :外部端子
18a 18d:电介质片
20:信号线
22，24，40，42 :接地导体
30，70:开口
100a，IOOb :连接器
102:连接器本体
104，106 :外部端子16/16 页
108 中心导体
110 外部导体
200 电子设备
202a,202b 电路基板
204a，204b :插座
206 电池组
权利要求
1.一种高频信号线路，其特征在于，具备 元件组装体，该元件组装体具有第I相对介电常数且具有第I主面和第2主面； 线状的信号线，该信号线设置于所述元件组装体内； 第I接地导体，该第I接地导体在所述元件组装体内相对于所述信号线设置于所述第I主面侧，且该第I接地导体与该信号线相对，并且该第I接地导体设置有与该信号线重叠的第I开口 ；以及 第I高介电常数层，该第I高介电常数层具有比所述第I相对介电常数更高的第2相对介电常数，且将该第I高介电常数层设置为在所述第I主面上与所述第I开口重叠。
2.如权利要求I所述的高频信号线路，其特征在于， 所述第I接地导体设置于所述第I主面上， 所述第I高介电常数层覆盖所述第I接地导体。
3.如权利要求I或2所述的高频信号线路，其特征在于， 还具备第2接地导体，该第2接地导体在所述元件组装体内夹住所述信号线且与所述第I接地导体相对。
4.如权利要求3所述的高频信号线路，其特征在于， 在所述第2接地导体中设置有与所述信号线重叠的第2开口， 所述高频信号线路还具备第2高介电常数层，该第2高介电常数层具有比所述第I相对介电常数更高的第3相对介电常数，且将该第2高介电常数层设置为在所述第2主面上与所述第2开口重叠。
5.如权利要求I至4中任一项所述的高频信号线路，其特征在于， 所述元件组装体通过对多个绝缘体层进行层叠而构成。
6.如权利要求I至5中任一项所述的高频信号线路，其特征在于， 所述元件组装体具有挠性。
全文摘要
本发明涉及高频信号线路，该高频信号线路具备设置有与信号线重叠的开口的接地导体，该高频信号线路能减少不必要的辐射。电介质元件组装体(12)具有相对介电常数(ε1)且具有第1主面和第2主面。信号线(20)设置于所述电介质元件组装体(12)内。接地导体(24)在电介质元件组装体(12)内相对于信号线(20)设置于第1主面侧，且该接地导体(24)与信号线(20)相对，并且该接地导体(24)设置有与信号线(20)重叠的开口(30)。高介电常数层(15)具有比第1相对介电常数(ε1)更高的相对介电常数(ε2)，且将该高介电常数层(15)设置为在第1主面上与开口(30)重叠。
文档编号H05K1/02GK102986308SQ20118003422
公开日2013年3月20日 申请日期2011年12月2日 优先权日2010年12月3日
发明者加藤登, 多胡茂, 佐佐木纯, 佐佐木怜 申请人:株式会社村田制作所