容性负载驱动电路和图像形成设备的制作方法

本发明涉及容性负载驱动电路和图像形成设备。

背景技术：

jp-a-h11-170529公开了除了设置容性负载之外，还设置再生电容器。在执行容性负载的放电时该再生电容器被充电，并且在执行容性负载的充电时被放电以回收能量来降低能耗。

jp-a-2006-256149公开了通过凭借用于在两个电容之间切换的开关在串联与并联之间切换使用两个不同电压电平来对容性负载充电，并且通过在执行容性负载的放电时对两个电容充电来回收能量。

技术实现要素：

为了通过在电源与再生电容器之间切换来降低消耗功率并防止温度上升，可能必须提供一种用于切换的电路，这导致部件数量增加以及控制负担增大。

本公开的非限制性实施方式的方面涉及与设置被构造为顺序切换独立晶体管的电路或设置用于对电容器充电的电路的情况相比，减少部件的数量。

[1]根据本公开的方面，提供了一种容性负载驱动电路，该容性负载驱动电路包括：第一开关元件，该第一开关元件设置在从电源延伸到容性负载的第一充电路径上；第二开关元件，该第二开关元件设置在从电容器延伸到容性负载的第二充电路径上；第三开关元件，该第三开关元件设置在从容性负载延伸到地的第一放电路径上；第四开关元件，该第四开关元件设置在从容性负载延伸到电容器的第二放电路径上；以及电压降低元件，这些电压降低元件设置在到第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件以及第四开关元件的各个控制信号电源路径上，并且被构造为在对容性负载进行充电时通过电位差使得电流流过第二充电路径比流过第一充电路径容易，并且在对容性负载进行放电时通过电位差使得电流流过第二放电路径比流过第一放电路径容易。

[2]根据本公开的另一个方面，提供了一种用于基于控制信号对容性负载重复充电和放电的容性负载驱动电路，其中，开关元件分别插入在从被构造为对容性负载充电的充电电源延伸到容性负载的第一充电路径、从电容器延伸到容性负载的第二充电路径、从容性负载延伸到地的第一放电路径、以及从容性负载延伸到电容器的第二放电路径上，并且插入有电压降低元件，电压降低元件被构造为在对容性负载进行充电时优先于通过第一充电路径而通过第二充电路径对容性负载充电，并且在对容性负载进行放电时优先于通过第一充电路径而通过第二充电路径对容性负载放电。

[3]根据本公开的另一个方面，提供了一种用于基于控制信号对容性负载重复充电和放电的容性负载驱动电路，容性负载驱动电路包括：第一开关元件，该第一开关元件插入在第一充电路径上，电流通过该第一充电路径从充电电源流到容性负载，充电电源被构造为对容性负载充电；第二开关元件，该第二开关元件插入在第二充电路径上，电流通过该第二充电路径从电容器流到容性负载，电流由第一防回流二极管整流；第三开关元件，该第三开关元件插入在第一放电路径上，电流通过该第一放电路径从容性负载流到地；第四开关元件，该第四开关元件插入在第二放电路径上，电流通过该第二放电路径从容性负载流到电容器，电流由第二防回流二极管整流；第一电压降低元件，该第一电压降低元件设置在到控制端子的电压输入路径上的第一开关元件与第二开关元件之间，该控制端子被构造为指示基于输入信号的导通状态；以及第二电压降低元件，该第二电压降低元件设置在到控制端子的电压输入路径上的第三开关元件与第四开关元件之间，该控制端子被构造为指示基于输入信号的导通状态，其中，第一开关元件的控制端子连接到第一电压降低元件的低电势侧，第二开关元件的控制端子连接到第一电压降低元件的高电势侧，第三开关元件的控制端子连接到第二电压降低元件的低电势侧，并且第四开关元件的控制端子连接到第二电压降低元件的高电势侧。

[4]根据[3]的容性负载驱动电路还可以包括第三电压降低元件。第一开关元件的控制端子可以连接到第三电压降低元件的高电势侧，并且第三开关元件的控制端子可以连接到第三电压降低元件的低电势侧。

[5]根据[1]至[4]中任一项的容性负载驱动电路还可以包括差分放大器，该差分放大器生成控制信号并且向容性负载驱动电路施加控制信号；和信号线，该信号线用于将驱动容性负载的电压负反馈到差分放大器。

[6]根据本公开的另一个方面，提供了一种图像形成设备，该图像形成设备包括：喷射单元，该喷射单元通过用根据[1]至[5]中任一项的容性负载驱动电路驱动容性负载来将液滴喷射到记录介质上。

根据[1]、[2]以及[3]的容性负载驱动电路可以使得能够在从容性负载对再生电容器的充电和放电操作中与设置被构造为顺序切换独立晶体管的电路或用于对电容器充电的电路的情况相比减少部件的数量。

根据[4]的容性负载驱动电路可以启用与不设置第三电压降低元件的情况相比的到各开关元件的控制端子的稳定化信号。

根据[5]的容性负载驱动电路可以使得与不设置负反馈电路的情况相比能够减轻由于放大器的打开增益的变化而产生的影响。

根据[6]的图像形成设备可以使得与设置被构造为顺序切换独立晶体管的电路或用于对电容器充电的电路的情况相比，能够减少部件的数量。

附图说明

将基于以下附图详细地描述本发明的示例性实施方式，附图中：

图1是根据本发明的示例性实施方式的喷墨记录装置的示意图；

图2是被构造为驱动用于喷射墨滴的容性负载的根据示例性实施方式的容性负载驱动电路的电路图；

图3a、图3b以及图3c示出了特性图，这些特性图示出了根据示例性实施方式的容性负载驱动电路中的操作特性曲线；

图4是示出了根据示例性实施方式的电容比对损耗(消耗功率)特性曲线的特性图；

图5是被构造为驱动用于喷射墨滴的容性负载的根据第一修改例的容性负载驱动电路的电路图；

图6是被构造为驱动用于喷射墨滴的容性负载的根据第二修改例的容性负载驱动电路的电路图；

图7是被构造为驱动用于喷射墨滴的容性负载的根据第三修改例的容性负载驱动电路的电路图；以及

图8a、图8b以及图8c是特性图，这些特性图示出了根据第三修改例的容性负载驱动电路中的操作特性曲线。

具体实施方式

(设备的概要)

图1是根据本发明的示例性实施方式的喷墨记录装置12的主要结构部分的示意框图。

喷墨记录装置12包括图像形成单元20、控制单元22、存储单元30、送纸辊80、排纸辊90以及传送辊100。

图像形成单元20例如包括头驱动模块40、打印头50、光源驱动模块60、液滴干燥器70以及片材速度检测传感器110。

片材速度检测传感器110设置在例如面向片材p的图像形成面的位置中，以检测片材p在片材传送方向上的传送速度并向控制单元22通知所检测的片材传送速度。

控制单元22通过驱动片材传送马达(未示出)来控制经由诸如齿轮的机构连接到片材传送马达的传送辊100的旋转。在片材传送方向上连续长的片材p绕着送纸辊80缠绕，作为记录介质，并且片材p随着传送辊100旋转而沿片材传送方向输送。

控制单元22例如获取在存储单元30中存储的图像数据，并且基于来自在图像数据中包含的图像的各个像素的颜色信息控制图像形成单元20，从而在片材p的图像形成面上形成与图像数据对应的图像。

具体地，控制单元22控制头驱动模块40。然后，头驱动模块40根据由控制单元22指示的墨滴喷射时刻驱动连接到头驱动模块40的打印头50，以从打印头50喷射墨滴，从而在作为片材p的一个表面的片材p的图像形成面上形成与图像数据对应的图像。

打印头50包括分别与四种颜色(黄(y)、品红(m)、青(c)以及黑(k))对应的四个打印头50y、50m、50c、50k。然后，从打印头50喷射y、m、c以及k的墨滴。

这里，通过对容性负载200(参见图2)充放电来执行根据示例性实施方式的用于驱动打印头50喷射为液滴形式的墨水的方法。采用压电元件作为容性负载200。

光源驱动模块60包括诸如fet(场效应晶体管)的开关元件，该开关元件被包括在液滴干燥器70中，被构造为开关控制从例如半导体发光装置(未示出)发出的光的量。开关元件基于来自控制单元22的指令来驱动。

控制单元22控制光源驱动模块60，使得液滴干燥器70朝向片材p的图像形成面照射激光束或红外线灯的光束，以干燥组成在片材p上形成的图像的墨滴，借此将图像定影到片材p。另外，控制单元22通过基于图像信息控制例如半导体发光装置的驱动电流的小时平均来开关控制激光束或红外线灯束的照射。另选地，半导体发光装置或红外线灯的光输出可以通过控制驱动电流的小时平均的大小来控制。

然后，片材p随着传送辊100旋转而传送到排纸辊90以绕着排纸辊90缠绕。

(容性负载驱动电路)

图2示出了容性负载驱动电路202，该容性负载驱动电路被构造为驱动用于从打印头50(参见图1)喷射墨滴的容性负载200。

用于依赖于图像信息的输入电压vin的信号线206和用于对容性负载200的驱动电压进行负反馈的信号线208连接到在图2的最左端处示出的差分放大器204的输入端。容性负载200的驱动基于从差分放大器204的输出端输出的驱动信号来控制。

虽然这里省略了组成图2所示的容性负载驱动电路202的部件的连接的详细描述，但将描述沿着电路的主要布线路经设置的电子部件的连接。

(控制信号路径)

在该示例性实施方式中，容性负载驱动电路202包含四个开关元件212，并且包括控制信号路径214，该控制信号路径源于第一电源电压211，并且被构造为响应于控制信号而导通(闭合)或关断(开路)。

在图2中，采用两个n型mosfet(被称为第一开关元件212a和第二开关元件212b)来对容性负载200充电。另外，在图2中，采用两个p型mosfet(被称为第三开关元件212c和第四开关元件212d)来对容性负载200放电。

来自控制信号路径214的电压根据来自差分放大器204的驱动信号作为控制信号施加于开关元件212的各栅极。

在控制信号路径214中，第一电压降低元件216(在该示例性实施方式中，为两个二极管)插入在第一开关元件212a的栅极与第二开关元件212b的栅极之间。第一开关元件212a的栅极连接到第一电压降低元件216的低电势侧，而第二开关元件212b的栅极连接到第一电压降低元件216的高电势侧。将两个二极管彼此串联意味着该示例性实施方式中的电势差变得大于仅设置一个二极管的稍后将描述的修改例中的电势差。

第一开关元件212a和第二开关元件212b都是n型mosfet，并且在它们的源极处共同连接到容性负载。因此，具有较高电势的第二开关元件212b的电阻在差分放大器204的输出电势升高以对容性负载200充电的同时变得低于具有较低电势的第一开关元件212a的电阻。二极管sd1在电容器的电势高于容性负载的电势的同时保持导通，借此，主要使得充电电流从电容器流到容性负载。然而，二极管sd1在容性负载的电势接近电容器电势时开始截止。差分放大器204的电势的进一步上升减小开关元件212a的电阻，这使得二极管sd1截止，借此，容性负载200仅由电源222充电。

另外，在控制信号路径214中，第二电压降低元件218(在该实施方式中，为两个二极管)插入在第三开关元件212c的栅极与第四开关元件212d的栅极之间。第三开关元件212c的栅极连接到第二电压降低元件218的高电势侧，而第四开关元件212d的栅极连接到第二电压降低元件218的低电势侧。将两个二极管彼此串联意味着该实施方式中的电势差变得大于仅设置一个二极管的稍后的修改例中的电势差。

第三开关元件212c和第四开关元件212d都是p型mosfet，并且在它们的源极处共同连接到容性负载。因此，在差分放大器204的输出电势降低以对容性负载200放电时，具有较低电势的第四开关元件212d的电阻变得低于具有较高电势的第三开关元件212c的电阻。二极管sd2在电容器电势低于容性负载的电势的同时保持导通，借此，使得放电电流主要从容性负载流到电容器。然后，被包含在电容器和p型mosfet212d的串联电路中的二极管sd2在容性负载的电势接近电容器的电势时开始截止。差分放大器204的电势的进一步降低减小开关元件212c的电阻，这使得二极管sd2截止，借此，容性负载200仅向gnd226放电。

一对第三电压降低元件220(在该实施方式中，齐纳二极管)插入在第一开关元件212a的栅极与第三开关元件212c的栅极之间，以差分放大器204的输出端到控制信号路径214的连接点为中心设置。第三电压降低元件220通过开关元件212的栅极处的输入电压防止n型mosfet212b和p型mosfet212d以及n型mosfet212a和p型mosfet212c由于n型mosfet212b和p型mosfet212d以及n型mosfet212a和p型mosfet212c执行b级推拉操作而同时导通。由此，第三电压降低元件220防止了电流浪费地从电源222直接流到gnd226。然而，在b级推拉操作中，引起在晶体管切换时生成交叉畸变的缺点。为了处理该缺点，使差分放大器204执行负反馈，并且第三电压降低元件220不仅用来保持b级推拉操作，使得晶体管在晶体管从充电切换到放电或从放电切换到充电的短时间段内切换，还用来提供最小电势差，通过该电势差防止了两个晶体管全部导通，以将交叉的影响抑制为尽可能低。

(第一充电路径)

第一开关元件212a建立第一充电路径(由图2中的箭头c1指示的路径)，通过该第一充电路径，要施加于容性负载200的电压在第一开关元件212a导通时从第二电源222传递到容性负载200。换言之，第一充电路径c1构成由来自第二电源222的电压对容性负载200充电所通过的路径。

(第二充电路径)

第二开关元件212b建立第二充电路径(由图2中的箭头c2指示的路径)，通过该第二充电路径，容性负载200在第二开关元件212b导通时由再生电容器224充电。换言之，第二充电路径c2构成路径，通过该路径，容性负载200在第二充电路径c2导通时由从再生电容器224放电的电压充电。

(第一放电路径)

第三开关元件212c建立第一放电路径(由图2中的箭头d1指示的路径)，通过该第一放电路径，容性负载200在第三开关元件212c导通时放电至地226。换言之，第一放电路径d1构成容性负载200的电荷载流子传递到地226以放电所通过的路径。

(第二放电路径)

第四开关元件212d建立第二放电路径(由图2中的箭头d2指示的路径)，通过该第二放电路径，容性负载200在第四开关元件212d导通时放电至再生电容器224。换言之，第二放电路径d2构成容性负载200的电荷载流子传递到再生电容器224以充电所通过的路径。

第一开关元件212a和第二开关元件212b在驱动信号上升时导通。由于第二开关元件212b的电阻低于第一开关元件212a的电阻，在再生电容器224充电足够时，容性负载200优选地开始由在再生电容器224中存储的电荷充电。然后，设置在第二开关元件212b与再生电容器224之间的二极管sd1在容性负载被充电至容性负载的电势接近再生电容器的电势的这种程度时开始截止。其后，从放大器204输出的电势的进一步上升使开关元件212a的控制电势升高，借此，第一开关元件212a的导通状态电阻下降，这使得二极管sd1截止。然后，容性负载开始仅由第二电源222充电(参见图3c中的箭头a)。

随着这发生，在由于刚刚施加电力而没有电荷存储在再生电容器224中的情况下当对容性负载进行充电时，电容器的电势低于容性负载的电势。因此，因为即使开关元件212b的导通状态电阻下降，开关元件212b与电容器224之间的二极管sd1也不导通，所以容性负载不由电容器的电势充电，因此，容性负载200仅由来自第二电源222的电压充电(参见图3b中的箭头b)。

相反，让我们假定例如以下情况：在电容器被充电至增加其电势的情况下，输入信号vin的振幅被设置为小，并且容性负载在容性负载被充电以增加其电势之后开始被放电。作为输入信号vin的振幅被设置为小的结果，因为二极管sd2当在容性负载开始放电时产生的容性负载的电势低于直到那时保持充电的电容器的电势，所以容性负载在没有电荷从容性负载放电至电容器的情况下仅放电至gnd226。

这样，再生电容器的电势由被充电和放电的容性负载来确定，而不受外部因素强制控制。因此，即使容性负载的电压通过改变驱动信号的振幅的设置变化，电容器的电势也根据电压变化。然后，即使输入信号的振幅变化，通过重复充电和放电的循环，在电容器的电势中，充电和放电电势也在接近电容器的电势的平均值的电势变得均衡，借此，容性负载由再生电容器充电并放电至再生电容器。作为这一点的结果，即使输入信号的振幅变化或重复具有不同振幅的脉冲，也可以通过均衡的再生不失败地实现消耗功率的降低和热量生成的抑制。在尝试由外部因素强制控制电容器的电势的情况下，因为电流流动为在预定电势维持电容器的电势，所以需要单独准备具有与电流对应的驱动能力的电源。与该构造相反，根据本发明，因为电容器的电势不必维持在这种预定电势，所以仅一个再生电容器应连接到电路。

另一方面，在对容性负载进行放电时，在容性负载的电势保持高于电容器的电势的情况下，在输入信号vin开始降低时，虽然第三开关元件212c和第四开关元件212d导通，但因为第四开关元件212d的电阻低于第三开关元件212c的电阻，所以优先于通过放电路径d1而通过放电路径d2将容性负载200主要放电至再生电容器。其后，在容性负载的电势接近电容器的电势时，二极管sd2开始截止。进一步地，在差分放大器204的输出开始下降时，第三开关元件212c的导通状态电阻减小，借此，二极管sd2截止。由此，容性负载200仅放电至gnd226(分别参见图3b和图3c中的箭头c和d)。

下文中，将描述示例性实施方式的操作。

图3a所示的特性图的上部是示出了基于从差分放大器205输出的驱动信号(输入电压vin)的容性负载的电压和再生电容器的电压的转变的特性曲线。

图3b是图3a中的在从0μsec至10μsec范围内的部分的放大图，并且图3c是图3a中的在从240μsec至250μsec范围内的部分的放大图。这些放大图详细示出了对容性负载200充电的充电原点和容性负载200放电至的放电目的地。

将参照图3a至图3c来描述对容性负载充电和放电的流程。

(对容性负载进行充电时的“上升”)

在图3b的时间轴(横坐标轴)中，在从0μsec至10μsec范围内的部分示出了不对再生电容器224充电或将其充电至预定小电荷量以下的状态(下文中，被称为未充电状态)。

在输入信号vin在该状态下开始上升时，第一开关元件212a和第二开关元件212b的栅极处的电势升高，并且因为连接到第一电压降低元件216的高电势侧的第二开关元件212b的控制端子(栅极)的电势高，所以第二开关元件212b的导通状态电阻变小。然而，随着这发生，因为电容器的电势低于容性负载的电势，所以二极管sd1不导通，借此，容性负载不通过第二充电路径c2充电。由于这一点，驱动信号进一步上升，借此，第一开关元件的控制电压上升，这使得导通状态电阻下降。由此，容性负载仅通过第一充电路径c1由电源222充电。

电容器224的容量被设置为充分大于容性负载200的电容，因此，电容器224的电势不通过充电和放电的一个循环而上升。然而，电容器的电势在驱动信号相同时通过重复充电和放电的循环仅上升至容性负载的最大电压的大致一半，在这种情况下，电势均衡。在图3a、图3b以及图3c的情况下，通过将电容器的容量设置为容性负载的电容的12.5倍，电容器的电势经过30次程度的重复充电和放电的循环达到这种均衡。在电容器根本不充电、借此电容器的电势保持一直为零的情况下，二极管sd1不导通，并且容性负载仅由电源222充电。这与不设置电容器的情况类似。然而，在使得电容器充电的情况下，容性负载在容性负载的电势保持等于或小于电容器的电势的同时由电容器充电，代替由电源222充电，借此可以减小电源电流。同时，因为第三开关元件212c仅承担与电容器与容性负载之间的电势差对应的电势，所以由第三开关元件212c承担的电势小于电源电压211与容性负载之间的电势差，借此，可以减小由晶体管生成的热量。另外，在容性负载由电容器充电时，可以使得第二开关元件212b的源极漏极之间的电势差小于电源222与容性负载的电势，借此，也可以抑制由第二开关元件212b生成的热量。另一方面，在对容性负载进行放电时，容性负载在容性负载的电势高于电容器的电势的同时放电至电容器。随着这发生，第四开关元件212d承担和容性负载与电容器之间的电势差对应的电势，而不管电源222的电流如何。然后，因为由第四开关元件212d承担的电势小于容性负载与gnd之间的电势差，所以可以限制第四开关元件212d生成热。

在图3a、图3b以及图3c的情况下，在将电容器的容量被设置为容性负载的12.5倍大的情况下，经过30次程度的重复充电和放电的循环达到均衡。然后，消耗功率在电势均衡时可以减小至最小，并且还可以减少来自晶体管的热的生成。该效果可以经过10次程度的重复充电和放电的循环来提供。均衡的该次数在减小电容器的容量相对于负载电容的容量时以减少的次数变均衡。然而，在电容器的容量被设置得太小的情况下，在电容器充电时存储的电荷量变小，借此，限制了再生效果。另一方面，在电容器的容量被设置为太大时，达到均衡要花费较多时间，因此，在再生效果明显之前花费一些时间。依赖于图像，需要间歇地驱动电容器。随着这发生，虽然电容器在长时间段期间充电，但当休止期在电容器充电之后继续一段时间时，电容器的电势由于泄露而降低，并且变得难以使再生效果变明显。由此，期望电容器的容量处于为容性负载的容量的数十倍的量级。

在图3c的时间轴(横坐标轴)中，在从240μsec至250μsec范围内的部分示出了再生电容器224几乎完全充电的状态(下文中，被称为充电状态)。

在驱动信号在该状态下开始上升时，第一开关元件212a和第二开关元件212b的栅极处的电势升高，并且因为连接到第一电压降低元件216的高电势侧的第二开关元件212b的控制端子(栅极)的电势高，所以第二开关元件212b的导通状态电阻进一步减小至较低水平。进一步地，因为电容器224的电势高于容性负载200的电势，所以二极管sd1导通，并且容性负载主要通过第一充电路径c1由电容器224充电。然后，在容性负载的电势接近电容器的电势时，二极管sd1开始截止。在驱动电压进一步增大以减小第一开关元件212a的导通状态电阻时，容性负载从那时起仅通过第一充电路径c1继续充电，直到驱动电压取恒定值为止。

即，在该实施方式中，作为不对再生电容器224充电的情况的另选方案，不必准备与第二电源222分开的辅助电源，并且可以从0μsec开始稳定控制容性负载200的操作(墨滴喷射操作)。

(对容性负载进行放电时的“下降”)

在图3b的时间轴(横坐标轴)中，在从0μsec至10μsec范围内的部分示出了不对再生电容器224充电或将其充电至预定小电荷量以下的状态(下文中，被称为未充电状态)。

在输入驱动信号在该状态下开始下降时，向为p型mosfet的第三开关元件212c和为p型mosfet的第四开关元件212d施加栅极电压。然而，因为向连接到第二电压降低元件218的低电势侧的第四开关元件212d的控制端子(栅极)施加较低的电压，所以第四开关元件212d的导通状态电阻减小至低水平。进一步地，因为容性负载的电势高于电容器的电势，所以二极管sd2导通，借此，容性负载通过第四开关元件212d主要通过第二放电路径d2来放电。然后，在容性负载继续放电至容性负载的电势接近电容器的电势的这种程度时，二极管sd2开始截止。驱动电压的另外连续下降减小第三开关元件212c的栅极电势，这转而减小第三开关元件212c的导通状态电阻。其后，容性负载通过第三开关元件212c通过第一放电路径d1放电，直到驱动电压变成预定值为止。

在0μsec至10μsec的范围内，因为在容性负载进行放电时再生电容器224未被充电，所以容性负载200主要放电至再生电容器224，再生电容器224因此被充电。

其后，在容性负载的电势接近电容器的电势时，二极管sd2开始截止。驱动电压的另外连续下降减小第三开关元件212c的控制端子处的电势，借此，第三开关元件212c的导通状态电阻下降。然后，容性负载通过第一放电路径d1继续放电，直到驱动信号取恒定值为止。在0μsec至10μsec的范围内，因为容性负载200的电荷量小，所以容性负载放电至再生电容器224比放电至地226多。这允许电容器的电势较快地达到均衡，从而使得可以减少到再生效果变得明显为止花费的时间。

再生电容器224的电势作为驱动信号重复上升和下降的结果接近充电和放电的均衡。

在图3b中的时间轴(横坐标轴)中，在从240μsec至250μsec范围内的部分示出了再生电容器224相等地充电和放电且然后接近均衡。

在驱动信号在该状态下开始下降时，向第三开关元件212c和第四开关元件212d的源极施加负栅极电压。然而，向连接到第二电压降低元件218的低电势侧的第四开关元件212d的控制端子(栅极)施加较低电压，借此，第四开关元件212d的导通状态电阻保持低。然后，二极管sd2被使得在容性负载的电势高于电容器的电势的同时导通，借此，容性负载通过第四开关元件212d主要通过第二放电路径d2来放电。然后，在容性负载的电势接近电容器的电势时，二极管sd2开始截止。驱动信号进一步连续下降，第三开关元件212c的导通状态电阻下降，在这种情况下，容性负载通过经由第三开关元件212c的第一放电路径d1来放电，直到驱动信号取恒定值为止。

即，在容性负载根据该实施方式放电时，在容性负载的电势高于再生电容器224的电势的情况下，容性负载优选地放电至再生电容器224。然后，在容性负载的电势接近再生电容器的电势时，二极管sd2开始截止，并且放电路径d1的容性负载放电至地226。虽然电源电流在容性负载放电的同时不减小，但因为容性负载通过第四开关元件212d连续放电，直到容性负载的电势接近电容器的电势为止，所以电容器仅承担和与电容器与容性负载之间的电势差对应的电势。该电势差小于gnd与容性负载之间的电势差，因此，对于提供减少由晶体管进行的热的生成的效果起作用。

(容性负载200与再生电容器224之间的容量关系)

图4所示的特性曲线的横坐标轴表示容性负载200的容量(下文中，被称为容性负载容量)与再生电容器224的容量(下文中，被称为再生容量)的电容比(再生容量/负载容量)。当再生电容器的电容为零时，电容比变为最小，在这种情况下，不提供再生效果。

图4所示的特性曲线的纵坐标轴表示四个开关元件212的损耗(即，消耗功率)的和。例如，在安装根据实施方式的再生负载驱动电路的实验中，在横坐标轴上的再生电容为零时的损耗(消耗功率)的和为40.7w，这构成在不设置再生的情况下的改善之前的值。

图4所示的三个曲线表示在重复输入驱动信号的脉冲时产生的消耗功率。由第一脉冲产生的曲线表示输入第一脉冲时的消耗功率。再生电容器然后不被充电，因此，再生效果小。然而，随着第19个脉冲，再生电容器充电，并且实施方式的效果(消耗功率的降低)变得明显。

当再生容量小(作为示例，比通过10个脉冲的量级的输入完全充电的容量小的容量)时，再生效果通过少量脉冲的输入变成最大。然而，通过再生来降低消耗功率的效果变小。

另一方面，当再生容量大(作为示例，比通过50个脉冲的量级的输入完全充电的容量大的容量)时，因为再生电容器未通过少量脉冲的输入而充分充电，所以凭借少量脉冲来降低消耗功率的效果不变得明显。

脉冲的数量增加的越多，可以预期降低消耗功率的效果越大。然而，该理论仅可以适用于执行连续驱动的情况。在间歇驱动的情况下，电容器的电势由于在停止驱动时引起的泄露而降低。然后，为了开始下一驱动，需要再生电容器从无或降低了的电平开始充电。另外，为了实现大容量，需要不利地在尺寸上增大所涉及的部件。由此，期望实现具有获得充足再生效果的所需最小尺寸的再生电容器容量。

为了使得这一点发生，当在再生容量保持在消耗功率变得饱和的trloss＝25w附近的条件下选择再生电容小的区域时，再生效果在短时间段内开始明显，并且可以通过再生产生获得大的消耗功率降低。

图4所示的三种曲线示出了相对于电容比的消耗功率暂时达到最小点且然后增大至稳定(水平状态)的趋势。

原因是用于计算消耗功率的脉冲数小。凭借小再生容量，再生电容器不考虑少量脉冲地来充电，借此，通过再生实现的消耗功率降低效果容易变明显。然而，凭借大再生容量和少量脉冲，再生电容器无法容易地充电，并且消耗功率降低效果降低。

基于至此描述的内容，在该实施方式中，使得再生电容器能够完全充电的脉冲数优选地为10个脉冲以上且50个脉冲以下。换言之，再生容量优选地为通过10个脉冲以上的输入完全充电的电容且通过50个脉冲以下的输入完全充电的容量。然而，这不排除比通过10个脉冲的输入完全充电的容量小的容量以及比通过50个脉冲的输入完全充电的容量大的容量。简言之，容量应被设置为可以实现预期消耗功率降低效果的容量。上述范围(10个脉冲以上至50个脉冲以下)应为安装根据实施方式的容性负载驱动电路时的初始目标。

因为具有小正向电压降的肖特基型二极管损耗较少且可以提高再生效率，所以应将肖特基型二极管用于沿着第二充电路径c2和第二放电路径d2的二极管sd1和二极管sd2，以防止回流。然而，还可以没有任何问题地将pn二极管用于二极管sd1和sd2。

(第一修改例：不使用负反馈电路)

在实施方式中，设置了用于驱动容性负载200的电压的负反馈的信号线。然而，如图5所示，在由负反馈实现的准确度不是必要的或采用预先校正控制信号vin以获得目标波形的前馈控制时，可以采用没有用于负反馈的信号线的容性负载驱动电路202a。

在图2所示的容性负载驱动电路图中，第一电压降低元件216和第二电压降低元件218各包括两个二极管。然而，在图5所示的容性负载驱动电路图中，第一电压降低元件216和第二电压降低元件218各包括单个二极管。使用单个二极管的原因是与设置负反馈电路的图2所示的容性负载驱动电路202相比，在根据第一修改例的容性负载驱动电路202a中，一对开关元件212之间的电势差应是小的。在该电势差太小时，充电路径c1与c2或放电路径d1与d2之间的导通状态电阻差变小，这降低其优先性，借此，降低了再生效果。另一方面，在电势差太大时，充电路径c1与c2之间以及放电路径d1与d2之间的切换不连续，这生成诸如交叉畸变的波形畸变。由此，需要考虑上述缺点来选择最佳值。

另外，在第一修改例中，仅使得实施方式(参见图2)的用于负反馈的信号线208和差分放大器204不必要，并且其他电路构造保持相同。由此，向同样的电路构造给予了同样的附图标记，并且这里将省略其描述。

(第二修改例：使用双极晶体管)

在示例性实施方式(参见图2)中，mosfet用作开关元件212。更具体地，n型mosfet用于第一开关元件212a和第二开关元件212b。然后，容性负载在容性负载的电势低于电容器的电势的同时优先由第一电压降低元件216通过开关元件212b通过第二充电路径c2充电。p型mosfet用于第三开关元件212c和第四开关元件212d。然后，容性负载在容性负载的电势高于电容器的电势的同时优先由第二电压降低元件218通过第四开关元件212d通过第二放电路径d2放电。

相反，如图6所示，双极晶体管在根据第二修改例的容性负载驱动电路202b中用作开关元件230。

更具体地，在对容性负载进行充电时，npn型晶体管用于第一开关元件230a和第二开关元件230b。然后，第二开关元件的基极电流由第一电压降低元件232设置为大于第一开关元件的基极电流。因此，容性负载在容性负载的电势低于电容器的电势的同时优先通过第二充电路径c2由电容器充电。然后，在容性负载的电势接近电容器的电势时，二极管sd1开始截止。然后，驱动信号的进一步上升增大第一开关元件230a的基极电流，这使得较大的电流能够流动。容性负载在二极管sd1截止之后通过第一充电路径c1由电源222充电。

另一方面，在对容性负载进行放电时，pnp型晶体管用于第三开关元件230c和第四开关元件230d。然后，第四开关元件的基极电流由第二电压降低元件234设置为大于第三开关元件的基极电流。因此，容性负载在容性负载的电势高于电容器的电势的同时优先通过第二放电路径d2放电至电容器。然后，在容性负载的电势接近电容器的电势时，二极管sd2开始截止。然后，驱动信号的进一步下降增大开关元件230c的基极电流，这使得较大的电流能够流动。容性负载在二极管sd2截止之后通过第一放电路径d1放电至地。

在由双极晶体管组成的互补构造的情况下，因为使晶体管导通的vbe电势小于mosfet的vgs电势，所以在尝试使得互补电路执行b级操作从而不增大消耗功率时，被构造为产生第一开关元件230a的基极与第三开关元件232c的基极之间的电势差的电阻236必须被设置为不使npn晶体管230a和230b以及npn晶体管230c和230d同时导通。被构造为设置电势差的电阻可以由恒定电流来驱动以生成相同电势差，而不管其操作点如何。

在电阻232、234、236被设置为使得npn第二开关元件230b和pnp第四开关元件230d通过使互补电路执行ab级操作(而不是b级操作)来同时导通时，使容性负载和再生电容器经由二极管sd1和sd2与彼此电连通，借此，失去了再生电容器224的效果。

为了避免上述缺点，在第二修改例中，电阻232用作第一电压降低元件，电阻234用作第二电压降低元件，并且电阻236用作第三电压降低元件。电阻232和电阻234的电阻值被确定为不使pnp晶体管和npn晶体管同时导通。在电阻值为零的情况下，pnp和npn晶体管不同时导通，因此，在畸变不这么重要的情况下，电阻值可以为零。

虽然使用了双极晶体管，但容性负载驱动电路202b的基本操作保持相同。类似地，当再生电容器224的初始电压为0v时，容性负载不通过第二开关元件230b由再生电容器224来充电。在使再生电容器224的电势通过重复充电和放电的循环达到均衡的从240μsec至250μsec的范围内，为了对容性负载充电，二极管sd1导通，使得容性负载在容性负载的电势在驱动信号206开始上升之后保持低于电容器的电势的同时主要通过第二充电路径c2充电，直到容性负载的电势接近电容器的电势为止。然后，在容性负载的电势接近电容器的电势时，二极管sd1开始截止。在驱动电势进一步上升时，第一开关元件230a此时导通。然后，二极管sd1截止，随后，容性负载继续通过第一充电路径c1充电，直到驱动信号206达到预定值为止。

另一方面，为了对容性负载放电，二极管sd1导通，使得在容性负载的电势在驱动信号206开始下降之后保持高于电容器的电势的同时，容性负载主要通过第二放电路径d2放电至电容器。然后，在容性负载的电势降低且容性负载的电势接近电容器的电势时，二极管sd2开始截止。在驱动信号进一步下降时，第三开关元件230c导通。然后，在二极管sd2截止后，容性负载继续通过第一放电路径d1放电至地226，直到驱动信号达到预定值为止。

由此，如上所述，在第一修改例和第二修改例中不设置负反馈电路。在这些修改例的任一个中，偏移可能发生。为了在没有负反馈的情况下朝向零减小偏移，有时插入电压降低元件来平衡偏移。然而，例如，采用使用双极晶体管的桥形半波电路的方法导致ab级操作，借此，浪费消耗的能量。由于这一点，采用并联的负反馈电路使得偏移能够由b级操作而接近零。

具体地，在设置负反馈电路(图2所示的实施方式)的情况下，两个pn二极管用于各个第一电压降低元件216和第二电压降低元件218中的。另一方面，在未设置负反馈电路(第一修改例)的情况下，单个pn二极管用于各个第一电压降低元件216和第二电压降低元件218中。例如，第一开关元件212a与第二开关元件212b之间的电势差越大，第二开关元件212b的导通状态电阻越低，借此，容性负载200通过第二开关元件212b占优地充电，这产生大的再生效果。第一开关元件212a与第二开关元件212b之间的明显切换在第一开关元件212a和第二开关元件212b切换时可能导致大畸变，但该畸变可以通过负反馈来抑制。另一方面，即使用一个二极管，例如在mosfet的互导gm大且导通状态电阻的差可能增大为大的情况下，那么不是必须设置两个或更多个二极管。在这种情况下，作为应用负反馈的效果，偏移的准确性增大。

(第三修改例：负驱动电路)

图7示出了作为第三修改例的容性负载200具有负电压的容性负载驱动电路202c。在该容性负载驱动电路202c的情况下，根据实施方式的容性负载驱动电路202的电源电压应被反转到到负侧。

在这种情况下，如在根据实施方式的容性负载驱动电路202中，在差分放大器连接作为不可逆放大器时，还使得差分放大器操作到负侧。由此，例如，假定差分放大器的输入连接到数模(da)转换器，在差分放大器是轨到轨差分放大器时，da转换器可以在5v被驱动，借此，促进了与逻辑的电平转换。

然后，在根据第三修改例的容性负载驱动电路202c中，差分放大器被构造为可逆放大器，并且考虑da转换器的动态范围，将增益设置为-20倍。

即使用负驱动，如图8a、图8b以及图8c所示，负容性负载驱动电路的操作除了正和负反转之外也保持与示例性实施方式的操作(参见图3a、图3b以及图3c)相同。

对本发明的示例性实施方式的上述说明是为了例示和说明的目的而提供的。并非旨在对本发明进行穷尽，或者将本发明限于所公开的精确形式。显而易见的是，很多修改例和变型例对于本领域技术人员是明显的。选择了实施方式进行说明以最好地解释本发明的原理及其实际应用，以使本领域其它技术人员能够理解本发明的各种实施方式，以及适合于所设想的具体用途的各种变型。本发明的范围旨在由所附权利要求及其等同物来限定。