电动动力转向装置和电动动力转向装置的控制装置制造方法
【专利摘要】本发明提供能够降低产生由磁致伸缩声的噪声引起的噪音的电动动力转向装置以及电动动力转向装置的控制装置。对三相的第1电压指令值中电压大相的电压指令值加上相当于实现相应磁滞的时间Thys的PWM脉冲的电压V（Thys），并从电压小相的电压指令值中减去电压V（Thys）而求虚拟电压指令值，比较虚拟电压指令值来进行电压大中小相判断。
【专利说明】电动动力转向装置和电动动力转向装置的控制装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及电动动力转向(Electronic Power Steering)装置和电动动力转向装置的控制装置。
【背景技术】
[0002]在电动动力转向装置中，使用电动机的相电流反馈控制电动机电流。以往，作为使用I个电流传感器检测各相的相电流的方法，在专利文献1、2中，公开了如下方法:在按三相的电压指令值从大到小的顺序设为最大相、中间相、最小相时，通过相对于中间相的PWM开关定时(switching timing)使最大相和最小相的PWM脉冲的相位错开的相位校正,确保检测所需的时间。
[0003]现有技术文献
[0004]专利文献
[0005]专利文献1:日本特开2001-327173号公报
[0006]专利文献2:日本特开2008-131770号公报
【发明内容】
[0007]发明要解决的问题
[0008]在电压指令值在各相间接近的状况下，存在如下问题，即，因检测误差和PWM脉冲的相位校正所产生的电流脉动而使电压指令值波动，在电压指令值接近的相间频繁地切换进行PWM脉冲的相位校正的相，由此产生由磁致伸缩声的噪声引起的噪音。
[0009]本发明的目的在于，提供能够减少产生由磁致伸缩声的噪声引起的噪音的电动动力转向装置和电动动力转向装置的控制装置。
[0010]用于解决问题的手段
[0011]在本发明中，在最大相的由脉冲移位(shift)控制进行的校正前的PWM占空信号的通电时间即校正前接通(ON)区间比中间相的校正前接通区间短且两者的差在第3预定值以上时，将三相中作为最大相的相切换为中间相，将作为中间相的相切换为最大相，并且，在中间相的校正前有效区间比最小相的校正前有效区间短且两者的差在第3预定值以上时，将三相中作为中间相的相切换为最小相，将作为最小相的相切换为中间相。
[0012]发明效果
[0013]由此，根据本发明，能够减少产生由磁致伸缩声的噪声引起的噪音。
【专利附图】
【附图说明】
[0014]图1是电动动力转向装置的整体结构图。
[0015]图2是动力转向电动机的控制结构图。
[0016]图3是电压指令校正单元11的控制框图。
[0017]图4 (a)?Cd)是表示磁滞校正单元13和电压大中小相判断单元14的动作的三角波载波、电压指令以及PWM脉冲。
[0018]图5 (a)?(d)是表示PWM脉冲操作量计算单元15的动作的三角波载波、电压指令以及PWM脉冲。
[0019]图6是表示实施例1的噪声电平降低作用的图。
[0020]标号说明
[0021]3开关元件(开关电路)
[0022]4三相桥式电路
[0023]5分流电阻(电流传感器)
[0024]6电动机(三相无刷电动机)
[0025]9电流检测单元(相电流运算单元)
[0026]10电流控制单元
[0027]11电压指令校正单元(脉冲移位控制电路)
[0028]12PWM控制单元
[0029]15脉冲操作量计算单元
[0030]100电动动力转向装置
[0031]101方向盘
[0032]106操舵机构
[0033]110动力转向电动机(三相无刷电动机)
[0034]111电子控制机构(控制装置)
[0035]112、113 转向轮
【具体实施方式】
[0036]下面，通过基于附图的实施例来说明用于实施本发明的电动动力转向装置及其控制装置的实施方式。
[0037][实施例1]
[0038]首先，说明结构。
[0039]图1是电动动力转向装置100的整体结构图。
[0040]电动动力转向装置100具有:被输入驾驶员的操舵操作的方向盘101、连接到方向盘101的转向轴102、与转向轴102 —体地旋转的小齿轮(pinion) 103、与小齿轮103啮合并将小齿轮103的旋转运动变换为直线运动的齿条104以及将齿条104的运动传递至转向轮112、113的转向横拉杆(tie rod)105。它们构成将方向盘101的操舵操作传递至转向轮112、113的操舵机构106。另外，在转向轴102上设有检测被输入到方向盘101的操舵扭矩的扭矩传感器107和与转向轴102 —体地旋转的涡轮(worm wheel) 108。涡轮108与涡杆轴(worm shaft)109啮合。涡杆轴109的一端侧设有对操舵机构106赋予操舵力的动力转向电动机110。动力转向电动机110为三相无刷电动机，受电子控制机构(unit) 111控制，电子控制机构(控制装置)111根据扭矩传感器107检测出的操舵扭矩、车速等的车辆的运转状态来控制动力转向电动机110赋予的操舵力。
[0041]图2是动力转向电动机的控制结构图，电动机6 (动力转向电动机110)经由6个开关元件(开关电路)3构成的三相桥式电路4与直流电源I连接。直流电源I例如为搭载于车辆的电池。直流电源I上，并联连接平滑电容器2。在平滑电容器2与三相桥式电路4之间的下游侧，即，直流总线的下游侧设有分流电阻(电流传感器)5。电动机6具有转子角度传感器7。
[0042]控制器8具有:电流检测单元(相电流运算单元)9、电流控制单元10、电压指令校正单元(脉冲移位控制电路)11和PWM控制单元12。电流检测单元9将在分流电阻5中流经的下游侧直流总线电流IDC作为输入，基于IDC来检测在三相中流经的电流iu、iv、iw。电流控制单元10将从外部提供的指令电流值Id*、Iq*和由转子角度传感器7检测出的电动机转子角度Θ作为输入，输出第I三相电压指令值Vul*、Vvl*、Vwl*来控制三相的电流iu、iv、iw,以通过矢量控制使指令电流值Id*、Iq*流经电动机6。电压指令校正单元11将第I电压指令值Vul*、Vvl*、Vwl*作为输入，为了电流检测而校正电压，并输出第2电压指令值Vu2*、Vv2*、Vw2* (脉冲移位控制)。PWM控制单元12通过比较第2电压指令值Vu2*、Vv2*、Vw2*和三角波载波信号来生成开关信号。
[0043]在分流电阻5中流过的电流IDC通过三相桥式电路4的开关从直流电源I生成交流电压而在电动机6中流过三相的电流iu、iv、iw，因该三相桥式电路4的开关定时之差产生的瞬时电压而在分流电阻5中流经瞬时电流IDC。由此，电流IDC基于第2电压指令值Vu2*、Vv2*、Vw2*的信号导出AD定时和电流IDC是三相中哪一相的电流。
[0044]在图2中，除了直流电源I和电动机6之外的结构全部设在图1的电子控制机构111的内部。
[0045]图3是电压指令校正单元11的控制框图。
[0046]电压指令校正单元11具有:磁滞校正单元13、电压大中小相判断单元14和PWM脉冲操作量计算单元(相切换控制电路)15。磁滞校正单元13输出以相应磁滞Thys(第3预定值)的电压V (Thys)校正第I电压指令值Vul*、Vvl*、Vwl*得到的虚拟电压指令值Vu*im、Vv*im、Vw*im。电压大中小相判断单元14将虚拟电压指令值Vu*im、Vv*im、Vw*im作为输入来输出判断本次的虚拟电压指令值的大中小相得到的结果。PWM脉冲操作量计算单元15将本次的大中小相信息和第I电压指令值Vul*、Vvl*、Vwl*作为输入，根据电压大-电压中相的相间电压差以电压中相为基准计算电压大相的PWM脉冲操作量Λ Vmaxc,并根据电压中-电压小相的相间电压差以电压中相为基准来计算电压小相的PWM脉冲操作量Λ Vminc，通过本次大中小相信息分为U相V相W相的PWM脉冲操作量Λ Vu*、Λ Vv*、Λ Vw*并将它们输出。另外，使第I电压指令值Vul*、Vvl*、Vwl*与PWM脉冲操作量Λ Vu*、AVv*、A Vw*相加，输出第2电压指令值Vu2*、Vv2*、Vw2*。
[0047]这里，在磁滞校正单元13中，对本次的大中小相信息进行缓存，并基于作为上次的大中小中相信息所输出的信号，确定校正相应磁滞的电压的相和校正的方向。
[0048]图4是表示磁滞校正单元13和电压大中小相判断单元14的动作的三角波载波、电压指令以及PWM脉冲，在图4中，示出了从第I电压指令值Vul*、Vvl*, Vwl*为Vul*>Vvl*>Vwl*的状态向仅电压小相接近电压中相的Vul*>Vwl*>Vvl*的、电压指令值的状态转移的状况。
[0049]在图4 (a)中，电压大相为Vul*，电压中相为Vvl*，电压小相为Vwl*。磁滞校正单元13对电压大相加上相当于实现相应磁滞的时间Thys的PWM脉冲的电压V (Thys)，并将该电压V (Thys)从电压小相中减去,输出虚拟电压指令值Vu*im、Vv*im、Vw*im。即，[0050]Vu*im=Vul*+V (Thys)
[0051 ] Vu^im=Vvl 木+0
[0052]Vu*im=Vwl*_V (Thys)
[0053]在电压大中小相判断单元14中，基于该虚拟电压指令值来进行电压大中小相判断，所以虽然在图4 (b)中电压指令值的状态为Vul*>Vwl*>Vvl*，但是大中小相信息被固定为电压大相为U相、电压中相为V相、电压小相为W相。如图4 (C)的瞬间后的图4 (d)那样，电压大中小相判断单元14在虚拟电压指令值从Vu*im>Vv*im>Vw*im迁移至Vu*im>Vw*im>Vv*im时,更新电压大中小相信息。由此，在通过电流控制所输出的电压指令值在各相间接近的状况下，即使因检测误差和PWM脉冲操作产生的电流脉动而使通过电流控制单元10输出的第I电压指令值Vul*、Vvl*、Vwl*波动，也不会频繁地切换进行PWM脉冲操作的相。
[0054]图5是表示PWM脉冲操作量计算单元15的动作的三角波载波、电压指令以及PWM脉冲。
[0055]PWM脉冲操作量设计为对于电压大-电压中相和电压中-电压小相的各个相间电压差能够确保检测IDC的瞬时电流所需的最低限度的时间。即，将为检测IDC的瞬时电流所需的最低限度的时间(检测最短时间)设为Tdct，将与实现该Tdct的PWM脉冲相当的电压设为V(Tdct)，另外，在将相应磁滞的时间设为Thys并将与实现该Thys的PWM脉冲相当的电压设为V (Thys)时，PWM脉冲操作量的最大值Vpmax为
[0056]Vpmax=V (Tdct) +V (Thys)
[0057]其中，V(Tdct) >0，V (Thys) >0。
`[0058]另外，各相的PWM脉冲操作量在虚拟电压指令值Vu*im、Vv*im、Vw*im为Vu*im>Vv*im>Vw*im 的情况下，
[0059]Δ Vu*= Δ Vmaxc=Vpmax- (Vul*-Vvl*)
[0060]Δ Vv氺=0
[0061]Δ Vw*= Δ Vminc=- (Vpmax- (Vvl*-Vwl*))
[0062]其中，0〈Δ Vmaxc<Vpmax, -Vpmax< Δ Vminc〈0。
[0063]示出该状态的为图5。在图5中示出了与图4相同的、从第I电压指令值Vul*、Vvl*、Vwl*为Vul*>Vvl*>Vwl*的状态向电压小相接近电压中相的Vul*>Vwl*>Vvl*的、电压指令值的状态转移时的PWM脉冲操作量。如图5所示，通过将PWM脉冲操作量设为V(Tdct)+V (Thys),即使在设有磁滞Thys的情况下，也能够确保为检测IDC的瞬时电流所需的最低限度的时间Tdct。
[0064]这里，上述的脉冲移位控制在最大相与中间相间、或中间相与最小相间的PWM占空信号的接通定时(ON timing)之差比Tdct+Thys短时开始,在最大相与中间相间、或中间相与最小相间的PWM占空信号的接通定时之差比Tdct长时结束。
[0065]另外，PWM脉冲操作量在由PWM脉冲操作量计算单元15切换前设为Tdct，在切换后设为Tdct+Thys。进而，在电动机6的转速为预定值以上的情况下将PWM脉冲操作量设为Tdct，在低于预定值的情况下将PWM脉冲操作量设为Tdct+Thys。除此之外，在PWM控制单元12产生的三相交流电压的有效值为预定值以上的情况下，将PWM脉冲操作量设为Tdct，在低于预定值的情况下，将PWM脉冲操作量设为Tdct+Thys。[0066]接下来，对作用进行说明。
[0067][现有的脉冲移位控制的问题]
[0068]近年来，在通过电流控制输出三相的电压指令值、并基于所述三相的电压指令值生成PWM脉冲使变换器驱动来控制电动机的装置中，使用根据直流总线电流来检测在电流控制中使用的相电流的技术(单分流电流控制)。该技术中，在PWM周期的半周期中当各相间产生电压差(PWM脉冲的时间差)时通过检测在直流总线中流过的瞬时电流来再现各相的电流。
[0069]但是，在利用电流控制输出的电压指令值在各相中接近的情况下，由于没有用于检测的充分的PWM脉冲的时间差，所以无法高精度地检测电流。
[0070]在日本特开2001-327173号公报中，公开了如下技术:对于基于利用电流控制所输出的电压指令值生成的PWM脉冲，监视各相间的电压差(PWM脉冲的时间差)，在PWM载波周期的半周期中对PWM脉冲进行操作以扩大电压差，使得能够最低限度确保检测所需的时间，在接着的半周期中在抵消相应扩大的方向上对PWM脉冲进行操作(以下，称为脉冲移位控制。)，从而使得在以电流控制所输出的电压指令值在各相接近的情况下也能够切实地检测。即，在按三相的电压指令值的大小顺序设为最大相、中间相、最小相时，检测所需的PWM脉冲的操作成为从中间相的PWM开关定时起在对检测时间进行最低限度确保的方向上使最大相和最小相的PWM脉冲的相位错开的操作。通过该脉冲移位控制，在检测时通过被扩大的电压差能够切实地检测直流总线电流，并且，通过进一步操作PWM脉冲以抵消相应扩大的使平均指令电压与利用电流控制所输出的电压指令同等，从而能够高精度地控制电动机。
[0071]另一方面，在上述现有技术中，分为PWM载波周期的前半(PWM定时器的定时上升)和后半(PWM定时器的定时下降)的期间，存在始终仅能够在前半和后半期间中的一个期间检测电流的问题。实际上，使变换器驱动的FET开关在接通和断开的工作速度上存在差异，由于这些作为要因使电流脉动的值在PWM载波周期的前半和后半期间不同，所以若仅在一个期间检测电流则会产生偏差。
[0072]对于上述问题，日本特开2008-131770号公报中公开了如下技术:通过使PWM脉冲的操作以PWM周期的(2n+l) /2周期(η:自然数)为I循环(circle)，在PWM定时器的定时上升和定时下降中交替地获取检测期间，无偏差、高精度地检测电流。
[0073]上述两个现有技术中，虽然PWM脉冲的操作周期或操作模式(pattern)不同，但是都是基于利用电流控制所输出的电压指令值监视各相间的电压差来估算进行脉冲操作的相和脉冲操作量。在此，当进行脉冲移位控制时，电流瞬时增加相应扩大电压差的部分，电流瞬时减少抵消相应扩大的部分。即产生将PWM脉冲操作的I循环作为I周期得到的电流脉动，电流脉动的大小由PWM脉冲操作量、直流电压量和电动机电气特性确定。进而电流脉动在进行PWM脉冲操作的相恒定的情况下，产生PWM脉冲操作I循环的频率声(磁致伸缩声)，电平依存于电流脉动。
[0074]在利用电流控制所输出的电压指令值在各相间接近的状况(例如，在电动机非旋转附近时且电流指令0[A]附近时、三相交流电压的交叉点)中，由于检测误差和在PWM脉冲操作中产生的电流脉动，利用电流控制所输出的电压指令值波动，从而在电压指令值接近的相间频繁地切换进行PWM脉冲操作的相。因此，与进行PWM脉冲操作的相恒定的情况不同，磁致伸缩声不是恒定的频率，通过频繁地切换进行PWM脉冲操作的相会产生各种各样的频率声(噪音)。尤其如实施例1那样电动动力转向装置所使用的电动机控制装置中，由于难以听到变换器的FET开关声，所以将PWM频率设定为15kHz?20kHz(可听域200Hz?20kHz )。在PWM脉冲操作周期以PWM载波周期的m周期为I循环的情况下，若进行PWM脉冲操作的相恒定则磁致伸缩声的频率为PWM载波频率/m，但是当频繁地切换进行PWM脉冲操作的相时，磁致伸缩声变成噪声而成为噪音。
[0075][噪音降低作用]
[0076]相对于此，在实施例1的脉冲移位控制中，对三相的第I电压指令值中电压大相的电压指令值加上与实现相应磁滞的时间Thys的PWM脉冲相当的电压V(Thys)，并从电压小相的电压指令值中减去电压V (Thys)来求出虚拟电压指令值，比较虚拟电压指令值来进行电压大中小相判断。由此，即使在频繁地切换三相的第I电压指令值的大小的情况下，由于直到电压差成为相应磁滞的电压V (Thys)以上为止，通过磁滞的功能能够抑制大中小相判断结果发生切换，所以也能够减少由磁致伸缩声的噪声化导致的噪音的产生。图6是表示实施例1的噪声电平降低作用的图，在实施例1中，相对于现有技术显著改善了可听区域中的噪音的噪声电平。
[0077]另外，PWM脉冲操作量设为将电压V (Tdct)加上了相应磁滞Thys的电压V (Thys)的电压(V (Tdct)+V (Thys))，所述电压V (Tdct)是与实现分流电阻5为检测IDC的瞬时电流所需的最低限度的时间Tdct的PWM脉冲相当的电压。在实施例1中，实际上即使在切换大中小相的情况下，由于设定磁滞Thys进行大中小相判断，所以在假设PWM脉冲操作量为与现有技术相同的V (Tdct)的情况下，有时也无法确保为确保IDC的瞬时电流所需的最低限度的时间Tdct，从而检测精度下降。通过将PWM脉冲操作量设为V (Tdct)+V (Thys),即使在设定磁滞Thys的情况下也能够确保Tdct，从而能够提高检测精度。进而，由于始终将脉冲操作量设为恒定(V (Tdct)+V (Thys))，所以能够简化控制。
[0078]在实施例1中，脉冲移位控制在最大相与中间相间、或中间相与最小相间的PWM占空信号的接通定时之差比Tdct+Thys短时进行。即，在能够确保Tdct的情况下，通过不启动脉冲移位控制，并通过加上磁滞Thys而能够降低产生检测误差的风险。
[0079]另外，当最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差或中间相与最小相的接通定时之差比检测最短时间Tdct长时，结束脉冲移位控制。即，在不需要脉冲移位控制的情况下，结束脉冲移位控制，通过返回到通常定时的PWM控制，能够降低脉冲移位控制造成的影响。
[0080]PWM脉冲操作量，在通过PWM脉冲操作量计算单元15进行切换前设为Tdct，在切换后设为Tdct+Thys。即，通过抑制相切换前的脉冲移位量，能够实现噪音降低。
[0081]另外，PWM脉冲操作量在电动机6的转速为预定值以上的情况下设为Tdct，在低于预定值的情况下设为Tdct+Thys。即，在电动机转速为预定值以上时，由于由相切换引起的噪音的影响小，所以通过在相位的校正量上不加上磁滞Thys，能够抑制减少在加上Thys的情况下的占空的可使用范围。
[0082]进而，在PWM控制单元12产生的三相交流电压的有效值为预定值以上的情况下，将PWM脉冲操作量设为Tdct，在低于预定值的情况下，将PWM脉冲操作量设为Tdct+Thys。即，在三相交流电压的有效值为预定值以上时，电压变化量相对相位变化量大，所以即使减小PWM脉冲操作量也能够确保检测精度，其结果，能够抑制占空的可使用范围的减少。
[0083]在实施例1中，取得了以下列举的效果。
[0084](I)具有:操舵机构106，使转向轮112、113伴随方向盘101的操舵操作而转向；动力转向电动机110，对操舵机构106赋予操舵力；电子控制单元111，基于车辆的运转状态，对动力转向电动机110进行驱动控制；电流控制单元10，设置于电子控制单元111，根据车辆的运转状况，计算对动力转向电动机110发送的控制指令值；PWM控制单元12，设置于电子控制单元111，根据控制指令值，对动力转向电动机Iio的U、V、W各相输出PWM占空信号；三相桥式电路4，设置于电子控制单元111，由受到PWM占空信号驱动控制的开关元件3构成，对动力转向电动机110进行驱动控制；分流电阻5，设置于连接到三相桥式电路4的直流总线，检测在直流总线中流过的直流总线电流；电流检测单元9，设置于电子控制单元111，在对动力转向电动机110的u、v、w各相的PWM占空信号中，基于通电时间最长的最大相的PWM占空信号有效且通电时间最短的最小相以及中间相的PWM占空信号断开时的直流总线电流、以及最大相的PWM占空信号接通且中间相的PWM占空信号接通时的直流总线电流，估计U、V、w各相的电流值；电压指令校正单元11，设置于电子控制单元111，进行脉冲移位控制，以在最大相的PWM占空信号的接通定时与中间相的PWM占空信号的接通定时之差比第I预定值(例如，为检测IDC的瞬时电流所需的最低限度的时间Tdct)小时，校正最大相或中间相的PWM占空信号的接通定时的相位，使得最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差在比第I预定值大的第2预定值(Tdct+α )以上，并且，在中间相的PWM占空信号的接通定时与最小相的PWM占空信号的接通定时之差比第I预定值小时，校正中间相或最小相的PWM占空信号的接通定时的相位，使得中间相与最小相的PWM占空信号的接通定时之差在第2预定值以上；以及PWM脉冲操作量计算单元15，设置于电子控制单元111，并设置于电压指令校正单元11，在最大相的由脉冲移位控制进行校正前的PWM占空信号的通电时间即校正前接通区间比中间相的校正前接通区间短且两者的差在磁滞Thys以上时，通过中止由脉冲移位控制进行的相位的校正，将U、V、w相中最大相的相切换为中间相，中间相的相切换为最大相，并且当中间相的校正前接通区间比最小相的校正前接通区间短且两者的差在磁滞Thys以上时，通过中止由脉冲移位控制进行的相位的校正，将U、V、w相中的中间相的相切换为最小相，最小相的相切换为中间相。
[0085]由此，通过在进行脉冲移位控制的相的切换中设有磁滞Thys，能够抑制频繁的相切换，从而能够降低由磁致伸缩声的噪声产生的噪音。
[0086](2)PWM脉冲操作量计算单元15相位的校正量是在分流电阻5检测直流总线电流的检测定时的最大误差量即检测最短时间Tdct上加上磁滞Thys的值。
[0087]由此，通过将在直流总线电流的检测所需的最低限度的检测定时的最大误差量上加上磁滞Thys的值设为相位校正量，能够提高直流总线电流的检测精度。
[0088](3 )电压指令校正单元11在最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差或中间相与最小相的接通定时之差比在检测最短时间Tdct上加上磁滞Thys的时间短时，进行脉冲移位控制。
[0089]由此，通过如上所述构成脉冲移位控制开始定时，与不加磁滞Thys的情况相比，能够减少产生检测误差的风险。
[0090](4)作为通过动力转向电动机110对转向轮112、113伴随方向盘101的操舵操作赋予操舵力的电动动力转向装置的控制装置，具有:电流控制单元10，根据车辆的运转状况运算对动力转向电动机110的控制指令值；PWM控制单元12，根据所述控制指令值对动力转向电动机110的u、v、w各相输出PWM占空信号；三相桥式电路4，由受到PWM占空信号驱动控制的开关元件3构成，对动力转向电动机110进行驱动控制；分流电阻5，设置于与三相桥式电路4连接的直流总线，检测在直流总线中流过的直流总线电流；电流检测单元9，在对动力转向电动机110的U、V、w各相的PWM占空彳目号中，基于通电时间最长的最大相的PWM占空信号接通且通电时间最短的最小相以及中间相的PWM占空信号断开时的直流总线电流、以及最大相的PWM占空信号接通且中间相的PWM占空信号接通时的直流总线电流，估计u、v、w各相的电流值；电压指令校正单元11，进行脉冲移位控制，以在最大相的PWM占空信号的接通定时与中间相的PWM占空信号的接通定时之差比第I预定值小时，校正最大相或中间相的PWM占空信号的接通定时的相位，使得最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差在比第I预定值大的第2预定值以上，并且，在中间相的PWM占空信号的接通定时与最小相的PWM占空信号的接通定时之差比第I预定值小时，校正中间相或最小相的PWM占空信号的接通定时的相位，使得中间相与最小相的PWM占空信号的接通定时之差在第2预定值以上；PWM脉冲操作量计算单元15，设置于电压指令校正单元11，在最大相的由脉冲移位控制校正前的PWM占空信号的通电时间即校正前接通区间比中间相的校正前接通区间短且两者的差在磁滞Thys以上时，通过中止由脉冲移位控制进行的相位的校正，将u、v、w相中最大相的相切换为中间相，将中间相的相切换为最大相，并且在中间相的校正前接通区间比最小相的校正前接通区间短且两者的差在磁滞Thys以上时，通过中止由脉冲移位控制进行的相位的校正，将U、V、w相中的中间相的相切换为最小相，将最小相的相切换为中间相。
[0091]由此，通过在进行脉冲移位控制的相的切换中设有磁滞Thys，能够抑制频繁的相切换，从而能够降低由磁致伸缩声的噪声产生的噪音。
[0092](其他实施例)
[0093]以上，虽然基于实施例说明了用于实施本发明的方式，但是本发明的具体的结构并不限定于实施例示出的结构，不脱离发明的要旨的范围内的设计变更等也包含在本发明中。
[0094]例如，在实施例中，虽然做成了在直流总线的下游侧设有电流传感器(分流电阻5)的结构，但是也可以做成在直流总线的上流侧设有电流传感器的结构。
[0095]下面，对根据实施例所把握的权利要求书记载的发明以外的技术思想进行说明。
[0096](a)如技术方案2记载的电动动力转向装置,其特征在于，
[0097]所述脉冲移位控制电路在所述最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差或所述中间相与最小相的接通定时之差比所述检测最短时间长时，结束所述脉冲移位控制。
[0098]由此，在不需要脉冲移位控制时，结束脉冲移位控制，通过返回至通常时间的PWM控制，能够减少由脉冲移位控制产生的影响。
[0099](b)如技术方案2记载的电动动力转向装置，其特征在于，
[0100]所述脉冲移位控制电路的所述相位的校正量始终是在所述检测最短时间上加上所述第3预定值的值。[0101]由此，通过将校正量设为恒定值，能够简化控制。
[0102](c)如技术方案I记载的电动动力转向装置，其特征在于，
[0103]所述脉冲移位控制电路的所述相位的校正量在通过所述相切换控制电路进行切换前设为所述检测最短时间，在切换后设为在所述检测最短时间上加上所述第3预定值的值。
[0104]由此，通过抑制相切换控制前的脉冲移位量，能够实现噪音降低。 [0105](d)如技术方案I中记载的电动动力转向装置，其特征在于，
[0106]所述脉冲移位控制电路在所述三相无刷电动机的转速为预定值以上时，将所述相位的校正量设为所述检测最短时间。
[0107]由此，在电动机转速为预定值以上时，相切换产生的噪音的影响小，所以通过在相位的校正量上不加上第3预定值，能够抑制减少加上第3预定值的情况下的占空的可使用范围。
[0108](e)如技术方案I中记载的电动动力转向装置，其特征在于，
[0109]所述脉冲移位控制电路在所述PWM控制单元产生的三相交流电压的有效值为预定值以上时，将所述相位的校正量设为比在所述检测最短时间上加上所述第3预定值的值小的值。
[0110]由此，在三相交流电压的有效值为预定值以上时，由于电压变化量相对相位变化量大，所以即使减小相位的校正量也能够确保检测精度，其结果，能够抑制减少占空的可使用范围。
[0111]Cf)如技术方案4中记载的电动动力转向装置的控制装置，其特征在于，
[0112]所述脉冲移位控制电路的所述相位的校正量是在所述电流传感器检测直流总线电流的检测定时的最大误差量即检测最短时间上加上第3预定值的值。
[0113]由此，通过将在直流总线电流的检测所需的最低限度的检测定时的最大误差量上加上第3预定值的值设为相位校正量，能够提高直流总线电流的检测精度。
[0114](g)如(f)中记载的电动动力转向装置的控制装置，其特征在于，
[0115]所述脉冲移位控制电路在所述最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差或所述中间相与最小相的接通定时之差比在所述检测最短时间上加上所述第3预定值的时间短时，进行所述脉冲移位控制。
[0116]由此，通过如上所述构成脉冲移位控制开始定时，与不加上第3预定值的情况相t匕，能够减少产生检测误差的风险。
[0117](h)如(f)中记载的电动动力转向装置的控制装置，其特征在于，
[0118]所述脉冲移位控制电路在所述最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差或所述中间相与最小相的接通定时之差比所述检测最短时间长时，结束所述脉冲移位控制。
[0119]由此，在不需要脉冲移位控制时，结束脉冲移位控制，通过返回到通常定时的PWM控制，能够减少脉冲移位控制造成的影响。
[0120](i)^n(f)中记载的电动动力转向装置的控制装置，其特征在于，
[0121]所述脉冲移位控制电路的所述相位的校正量始终是在所述检测最短时间上加上所述第3预定值的值。[0122]由此，通过将校正量设为恒定值，能够简化控制。
[0123](j)如技术方案4记载的电动动力转向装置的控制装置，其特征在于，
[0124]所述脉冲移位控制电路的所述相位的校正量在由所述相切换控制电路进行切换前设为所述检测最短时间，在切换后设为在所述检测最短时间上加上所述第3预定值的值。
[0125]由此，通过抑制相切换控制前的脉冲移位量，能够实现噪音的降低。
[0126](k)如技术方案4记载的电动动力转向装置的控制装置，其特征在于，
[0127]所述脉冲移位控制电路在所述三相无刷电动机的转速为预定值以上时，将所述相位的校正量设为所述检测最短时间。
[0128]由此，在电动机转速为预定值以上时，由于由相切换引起的噪音的影响小，所以通过在相位的校正量上不加上第3预定值，能够抑制减少在加上第3预定值的情况下的占空的可使用范围。
[0129](I)如技术方案4记载的电动动力转向装置的控制装置，其特征在于，
[0130]所述脉冲移位控制电路在所述PWM控制单元产生的三相交流电压的有效值为预定值以上时，将所述相位的校正量设为比在所述检测最短时间上加上所述第3预定值的值小的值。
[0131]由此，在三相交流电压的有效值为预定值以上时，由于电压变化量相对相位变化量大，所以即使不减小相位的校正量也能够确保检测精度，其结果，能够抑制减少占空的可使用范围。
【权利要求】
1.一种电动动力转向装置，其特征在于，具有: 操舵机构，使转向轮伴随方向盘的操舵操作而转向； 三相无刷电动机，对所述操舵机构赋予操舵力； 控制装置，基于车辆的运转状态，对所述三相无刷电动机进行驱动控制； 电流控制单元，设置于所述控制装置，根据车辆的运转状况，运算对所述三相无刷电动机的控制指令值； PWM控制单元，设置于所述控制装置，根据所述控制指令值，对所述三相无刷电动机的U、V、w各相输出PWM占空信号； 桥式电路，设置于所述控制装置，由受到所述PWM占空信号驱动控制的开关电路构成，对所述三相无刷电动机进行驱动控制； 电流传感器，设置于连接到所述桥式电路的直流总线，检测在所述直流总线中流过的直流总线电流； 相电流运算单元，设置于所述控制装置，在向所述三相无刷电动机的u、v、w各相的PWM占空信号中，基于通电时 间最长的最大相的PWM占空信号接通且通电时间最短的最小相以及中间相的PWM占空信号断开时的所述直流总线电流、以及所述最大相的PWM占空信号接通且所述中间相的PWM占空信号接通时的所述直流总线电流，估计所述U、V、w各相的电流值； 脉冲移位控制电路，设置于所述控制装置，进行脉冲移位控制，以在所述最大相的PWM占空信号的接通定时与所述中间相的PWM占空信号的接通定时之差比第I预定值小时，校正所述最大相或中间相的PWM占空/[目号的接通定时的相位，使得所述最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差在比所述第I预定值的大的第2预定值以上，并且在所述中间相的PWM占空信号的接通定时与所述最小相的PWM占空信号的接通定时之差比所述第I预定值小时，校正所述中间相或最小相的PWM占空/[目号的接通定时的相位，使得所述中间相与最小相的PWM占空信号的接通定时之差在所述第2预定值以上；以及 相切换控制电路，设置于所述控制装置，并设置于所述脉冲移位控制电路，在所述最大相的由所述脉冲移位控制进行的校正前的PWM占空信号的通电时间即校正前接通区间比所述中间相的所述校正前接通区间短且两者的差在第3预定值以上时，通过中止由所述脉冲移位控制进行的相位的校正，将所述U、V、w相中所述最大相的相切换为中间相，将所述中间相的相切换为所述最大相，并且，在所述中间相的所述校正前接通区间比所述最小相的所述校正前接通区间短且两者的差为所述第3预定值以上时，通过中止由所述脉冲移位控制进行的相位的校正，将所述U、V、W相中所述中间相的相切换为最小相,将所述最小相的相切换为所述中间相。
2.如权利要求1记载的电动动力转向装置，其特征在于， 所述脉冲移位控制电路的所述相位的校正量是，在所述电流传感器检测直流总线电流的检测定时的最大误差量即检测最短时间上加上第3预定值的值。
3.如权利要求2记载的电动动力转向装置，其特征在于， 所述脉冲移位控制电路在所述最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差或所述中间相与最小相的接通定时之差比在所述检测最短时间上加上所述第3预定值的时间短时，进行所述脉冲移位控制。
4.一种电动动力转向装置的控制装置，所述电动动力转向装置通过三相无刷电动机伴随方向盘的操舵操作而对转向轮赋予操舵力，其特征在于，所述电动动力转向装置的控制装置具有: 电流控制单元，根据车辆的运转状况，运算对所述三相无刷电动机的控制指令值； PWM控制单元，根据所述控制指令值，对所述三相无刷电动机的u、v、w各相输出PWM占空信号； 桥式电路，由受到所述PWM占空信号驱动控制的开关电路构成，对所述三相无刷电动机进行驱动控制； 电流传感器，设置于连接到所述桥式电路的直流总线，检测在所述直流总线中流过的直流总线电流； 相电流运算单元，在对所述三相无刷电动机的U、v、w各相的PWM占空信号中,基于通电时间最长的最大相的PWM占空信号接通且通电时间最短的最小相以及中间相的PWM占空信号断开时的所述直流总线电流、以及所述最大相的PWM占空信号接通且所述中间相的PWM占空信号接通时的所述直流总线电流，估计所述U、V、W各相的电流值； 脉冲移位控制电路，进行脉冲移位控制，以在所述最大相的PWM占空信号的接通定时与所述中间相的PWM占空信号的接通定时之差比第I预定值小时，校正所述最大相或中间相的PWM占空信号的接通定时的相位，使得所述最大相与中间相的PWM占空信号的接通定时之差在比所述第I预定值大的第2预定值以上，并且，在所述中间相的PWM占空信号的接通定时与所述最小相的PWM占空信号的接通定时之差比所述第I预定值小时，校正所述中间相或最小相的PWM占空/[目号的接通定时的相位，使得所述中间相与最小相的PWM占空{目号的接通定时之差在所述第2`预定值以上；以及 相切换控制电路，设置于所述脉冲移位控制电路，在所述最大相的由所述脉冲移位控制进行的校正前的PWM占空信号的通电时间即校正前接通区间比所述中间相的所述校正前接通区间短且两者的差在第3预定值以上时，通过中止由所述脉冲移位控制进行的相位的校正，将所述U、V、w相中所述最大相的相切换为中间相，将所述中间相的相切换为所述最大相，并且，在所述中间相的所述校正前接通区间比所述最小相的所述校正前接通区间短且两者的差在所述第3预定值以上时，通过中止所述脉冲移位控制进行的相位的校正，将所述U、V、w中所述中间相的相切换为最小相，将所述最小相的相切换为所述中间相。
【文档编号】B62D5/04GK103661575SQ201310052213
【公开日】2014年3月26日 申请日期:2013年2月18日 优先权日:2012年9月18日
【发明者】加岛督己, 吉武敦 申请人:日立汽车系统转向器株式会社