用于换能器的操作电路和操作方法与流程

本发明涉及一种用于超声换能器(tr)的无变压器式操作电路。

背景技术：

在开发用于自动驾驶的驾驶辅助系统的过程中，用于检测环境状况的传感器系统尤其重要。现今，超声传感器已经被用于构建所谓的环境地图。经常出现的问题在于，期望在保持低成本的同时使工作范围最大化。过去，使用变压器来驱动超声换能器的压电振荡器。然而，出于成本原因而应当省略这种变压器。因此，在现有技术中，换能器端子处的换能器振荡的电压幅值被限制至操作电压的两倍。其中，这里，通过输出驱动级的供电电源来理解操作电压。进而，操作电压借助电荷泵法或类似方法可以显著超过被施加在系统的输入端处的电压。本发明解决了该问题。

现有技术

借助未要求保护的图1来说明现有技术。图1示意性地、简单地示出了现有技术中的用于超声换能器的驱动级。因为本发明仅涉及换能器的压电振荡元件的驱动，所以下述内容也适用于具有压电振荡元件的超声发射器。

操作电压vbat通过支撑电容器cbat来稳定，支撑电容器通常被选择成相对较大。

在驱动阶段中，换能器tr被驱动。

为此，在驱动阶段的第一阶段中，接通第五晶体管t5。然后，换能器tr的正端子tr+在该第一阶段中经由驱动器输出电阻rdrv连接到操作电压vbat。同时，接通第一晶体管t1，并且接通第四晶体管t4。由此，将驱动器电容cdrv在其第一端子cp处连接到操作电压vbat并且在其第二端子cm处连接到参考电位gnd。在该第一阶段中，关断第三晶体管t3和第二晶体管t2。

在驱动阶段的第二阶段中，关断第五晶体管t5和第一晶体管t1和第四晶体管t4。相反，在该第二阶段中，接通第二晶体管t2和第三晶体管t3。由此，将先前被充电至操作电压vbat的电压的驱动器电容cdrv在其第一端子cp处连接到参考电位gnd并且在其第二端子cm处连接到驱动器输出端drv。因此，驱动器输出端以操作电压vbat的电压值的两倍产生电压跳变，从而低于参考电位gnd的电位。

现在，驱动阶段的第一阶段和第二阶段优选地以由驱动器输出电阻rdrv、换能器电容ctr和换能器tr构成的换能器电路的谐振频率交替。由此，换能器tr的压电振荡元件被设置为振荡状态。

在驱动阶段之后是接收阶段。在此情况下，至少关断第五晶体管t5和第三晶体管t3。因此，没有能量被传递到换能器。

图1的电路的缺点在于，换能器在换能器正端子tr+和换能器负端子tr-处的操作电压的最大幅值被限制至操作电压vbat的电压值的两倍。

图2示出了现有技术中已知的用于超声换能器tr的等效电路图。等效电路具有并联电容ctrp、串联电阻rtrs、串联电容ctrs和串联电感ltrs。超声换能器经由正端子tr+和负端子tr-连接。此处，术语“正端子tr+”和“负端子tr-”仅用于更好地进行定向并且不具有物理背景。

技术实现要素：

因此，本发明的目的在于提供一种没有现有技术的上述缺点并且具有其它优点的解决方案。

技术方案

在上述类型的操作电路中，通过在换能器tr的连接线中接入输出电感ldrv来实现解决方案。

在作出本发明时已经认识到，由驱动器输出电阻rdrv、换能器电容ctr和换能器构成的三阶振荡系统操作不便，而使用四阶振荡系统虽然更加复杂，但却更为有利。

如已经说明，图1中的换能器可以通过串联电容ctrs和串联电感ltrs的串联连接以及与其并联连接的并联电容ctrp的等效电路图来表示。串联电阻rtrs表示换能器tr的机械损耗和声学辐射。为了使超声停车辅助装置的工作范围最大化，应当使串联电阻rtrs上的电压最大化。并联电容ctrp通常受换能器外部的换能器电容ctr支配。因而，换能器tr具有串联谐振和并联谐振。串联谐振由串联电容ctrs和串联电感ltrs的串联谐振电路确定，并且在较小程度上由串联电阻rtrs确定并由此在较小程度上由声音辐射确定。

现在的构思在于，通过另一个能量存储器产生另一个极点。为此，已经认识到，添加附加的与驱动器输出电阻rdrv串联连接的输出电感ldrv是有利的。这种输出电感ldrv与换能器电容ctr一起构成第二串联谐振电路，其中，换能器tr的串联谐振电路经由换能器tr的正端子tr+连接到第二串联谐振电路的输出端。为了简化，我们在此处认为，换能器电容ctr和换能器tr的并联电容ctrp由换能器电容ctr很好地代表。此处，在必要的情况下，术语换能器电容ctr能够被换能器电容ctr与换能器tr的并联电容ctrp的并联电路代替。然而，我们在此处认为，换能器电容ctr远大于换能器tr的并联电容ctrp。

因此，输出电感ldrv、换能器电容ctr、换能器tr的串联电容和换能器tr的串联电感形成四阶振荡系统。

现在，已经认识到，取决于组件1.“输出电感ldrv”、2.“换能器电容ctr”、3.“换能器tr的串联电容”和4.“换能器tr的串联电感”的选择，四阶振荡系统可以具有三种操作情形：

a.系统的串联谐振电路可以次临界耦合。

b.系统的串联谐振电路可以超临界耦合。

c.系统的串联谐振电路可以临界耦合。

已经认识到，次临界耦合对于系统不是最佳的，原因在于在这种情况下，系统的带宽变得过大并且因此系统接收过多的噪声。

另外，已经认识到，超临界耦合对于系统也不是最佳的，原因在于在工作频率范围中施加了阻尼并因此减小了换能器的最大振幅并且因而在此基础上减小了基于超声的停车辅助装置的工作范围。

另外，已经认识到，临界耦合对于系统同样是最佳的，原因在于在这种情况下谐振电路具有最佳的带宽。

因此，输出电感ldrv必须具有定义的引起这种临界耦合情形的电感值和品质。

因而，输出电感ldrv的特征在于，它能够与换能器电容ctr一起形成串联谐振电路。因为串联谐振电路是四阶系统，所以建议根据适当的数值近似来确定极点。

在这种情况下，临界耦合区域是由于各种组件的制造公差而永远不能被精确地满足的操作位置。因此，除了由输出电感ldrv、换能器电容ctr加上换能器tr的并联电容ctrp、换能器tr的串联电容和换能器tr的串联电感的取决于频率的阻抗的最大值之外，换能器tr的串联谐振的谐振频率的偏离应当不大于3db。换能器tr具有通常为+/-1khz的频率带宽。因此，换能器频率应当优选地针对预期振幅的最佳值偏离不超过3db。使用驱动器输出电阻rdrv来设置带宽，并且使用输出电感ldrv来设置振荡频率。

因此，提出了一种用于超声换能器tr的操作电路，操作电路包括驱动电路，此处，驱动电路例如由支撑电容器cbat、晶体管t1、t2、t3、t4、t5和与换能器tr并联连接的换能器电容ctr构成。此外，驱动电路还具有第一端子gnd和第二端子drv。驱动电路具有驱动器输出电阻rdrv。在图1和图3中分立地示出这种驱动器输出电阻rdrv。然而，晶体管的寄生电阻可以对这种驱动器输出电阻rdrv的值作出贡献。因此，驱动器输出电阻rdrv也能够全部地或部分地由驱动电路在其第二输出端drv处的输出电阻表示；晶体管的内部电阻(即，驱动电路的输出电阻)也可以通过与驱动电路的第二输出端drv串联连接的附加驱动器输出电阻添加至实际的驱动器输出电阻rdrv。因此，图1和图3应被理解为简化的符号表示，以阐明作用方式。

电容ctr可以由存在于换能器tr中的电容形成并且不必须作为分立元件存在于电路中。因此，图1和图3应被理解为简化的符号表示，以阐明作用方式。

因此，换能器tr的正端子tr+连接至驱动电路的第二端子drv，使得驱动器输出电阻rdrv可以被有效地视为连接在换能器tr的正端子tr+和驱动电路的第二端子drv之间。换能器tr的负端子tr-连接至驱动电路的第一端子gnd。

现在，要求保护的是，输出电感ldrv可以被有效地视为与驱动器输出电阻rdrv串联连接在换能器tr的正端子tr+和驱动电路的第二端子drv之间。此外，要求保护的是，输出电感ldrv的值被设定为使得两个串联谐振电路临界耦合。因此，这意味着这些串联谐振电路的第一谐振电路和第二谐振电路彼此临界耦合，其中，第一谐振电路由如下部分构成：换能器tr的等效电路的串联电感、以及换能器tr的等效电路的串联电容；而第二谐振电路由如下部分构成：输出电感ldrv、以及换能器电容ctr与换能器tr的等效电路的并联电容ctrp的并联电路。

在上文中已经在小于+/-3db的频率偏离的情况下在阻抗变化方面讨论了术语“临界耦合”。如果电路位于该区域中，则该电路在本发明的意义上是临界耦合的。

应当特别注意的是，为此，操作电路能够布置成用于使换能器在其正端子tr+和其负端子tr-之间以交变电压幅值进行操作。在驱动阶段结束之后，该交变电压幅值在衰减阶段开始时相对于参考电位gnd的峰峰值在数值上大于操作电压vbat的电压值的两倍，其中，衰减阶段在时间上紧接着换能器tr的驱动阶段。

因此，换能器tr的优选操作电路具有容性能量存储器ctr和感性能量存储器ldrv，以便能够产生这种电平。

该操作电路对应于用于操作换能器tr的具有以下步骤的方法：

·设置换能器tr；

·将换能器tr耦合到由输出电感ldrv和换能器电容ctr构成的串联谐振电路的中心抽头tr+并且将换能器tr耦合到参考电位gnd，其中，串联谐振电路(ldrv、ctr)同样耦合到参考电位；

·选择输出电感ldrv的值和换能器电容ctr的值，使得如下的两个串联谐振电路之间的耦合是临界的，这两个串联谐振电路中的一者是换能器tr的串联谐振电路，其由如下部分构成：换能器tr的串联电感、以及换能器tr的串联电容，而另一者由如下部分构成：输出电感ldrv、以及换能器电容ctr与换能器tr的并联电容ctrp的并联电路。

·利用交变电压驱动这两个耦合的串联谐振电路，其中，用于驱动的交变电压的峰峰电压在至少一段时间内小于换能器tr的第一端子tr+和第二端子tr-之间的可测量交变电压。

优点

通过所提供的操作电路，可以实现高于操作电压电平的两倍的振荡电平，而不必须借助变压器。然而，优点不限于此。

附图说明

图1示意性地、简单地示出现有技术中的用于超声换能器的驱动级。

图2示出现有技术中已知的用于超声换能器的等效电路图。

图3意性地、简单地示出现有技术中的用于超声换能器的驱动级。

图4示出根据本发明的超声换能器的电压曲线。

图5示出根据本发明的换能器的衰减。

图6示出根据本发明和现有技术的换能器的各种条件。

具体实施方式

图4示出了现有技术中的超声换能器的在换能器tr的正端子tr+和换能器tr的负端子tr-之间的电压在所谓的突发脉冲(burst-pulse)期间的电压曲线。可以清楚地看到(如何)使用方波信号激励换能器tr的驱动阶段以及随后的衰减。

图5示出了与图4的电路相同的电路中的换能器tr的衰减，但它们的不同之处在于，根据图1和图3之间的差异，输出电感ldrv被接入到换能器tr的供电线路中，并且输出电感ldrv的值被确定为使得由换能器tr的串联电容ctrs和串联电感ltrs构成的串联谐振电路与由换能器tr的输出电感ldrv、换能器电容ctr和并联电容ctrp构成的串联谐振电路之间的耦合是临界的。在记录了这些振荡的示例性实验装置中，测量出31.4v的峰峰值vss(图3)，其显著高于图4的结构的12v(图1)。使用虚线再次示出峰值的相应电压电平。

图6特别好地示出了各比率。

图6的a示出了在没有附加的输出电感ldrv的情况下换能器tr的在换能器正端子tr+和换能器负端子tr-之间的电压(虚线)以及参考电位gnd。此外，图6的a示出了在具有附加的输出电感ldrv的情况下换能器tr的在换能器正端子tr+和换能器负端子tr-之间的电压(实线)以及参考电位gnd。

图6的b示出了作为电学换能器模型(图2)内的串联电阻rtrs上的电压被表示的声学脉冲。这些是仿真曲线。再次使用虚线示出在没有输出电感ldrv的情况下的电平，使用实线示出在具有输出电感ldrv的情况下的电平。在最佳比率的情况下，在没有输出电感ldrv的情况下的电平与在具有输出电感ldrv的情况下的电平的比率为1:4。

附图标记列表

amp接收放大器；

caing用于接收信号的负极的耦合电容；

cains用于接收信号的正极的耦合电容

cbat用于操作电压vbat的支撑电容器；

cdrv驱动器电容；

cemc辅助电容；

cm右半桥(t3、t4)的输出端；

cp左半桥(t1、t2)的输出端；

ctr换能器电容；

ctrp换能器tr的等效电路图(图2)中的并联电容；

ctrs换能器tr的等效电路图(图2)中的串联电容；

drv驱动器输出端；

gnd参考电位；

ldrv用于调整由换能器电容ctr、换能器tr、欧姆输出电阻rdrv和输出电感ldrv构成的四阶系统的临界谐振状况的附加输出电感；

ltrs换能器tr的等效电路图(图2)中的串联电感；

rdrv驱动器电路的设定带宽的欧姆输出电阻(驱动器输出电阻)；

rtrs换能器tr的等效电路图(图2)中的串联电阻；

sdt现有技术；

t时间；

t1位于驱动电压vbat和参考电位gnd之间的左半桥(t1、t2)的具有输出端cp的第一晶体管(高侧晶体管)；

t2左半桥(t1、t2)的第二晶体管(低侧晶体管)；

t3位于驱动器输出drv和参考电位gnd之间的右半桥(t3、t4)的具有输出端cm的第三晶体管(高侧晶体管)；

t4位于驱动器输出drv和参考电位gnd之间的右半桥(t3、t4)的具有输出端cm的第四晶体管(低侧晶体管)；

t5驱动器电路的第五晶体管；

tr换能器；

tr-换能器tr的与参考电位连接的负端子。仅为说明的目的而选择术语“负”，以便在本说明书中将本端子与其它端子(换能器正端子tr+)清楚地区分开；

tr+换能器tr的经由驱动器输出电阻rdrv和输出电感ldrv上的驱动器输出drv连接的正端子。仅为说明的目的而选择术语“正”，以便在本说明书中将本端子与其它端子(换能器负端子tr-)清楚地区分开；

vbat操作电压；

vss换能器tr的正端子tr+和换能器tr的负端子tr-之间的电压的峰峰值。