专利名称：光电混合装置系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种PMD(光电混合装置)系统以及用于调节PMD系统的方法。
原则上一个PMD对应着一个CMOS摄像芯片的一个像素。在PMD中，可以对由发射器发射的并由PMD接收的经过强度调制的光波的强度和传播时间进行测量。在PMD中，该光线如同在一个常规的光电二极管上一样产生载流子，其数量与光的强度成比例。
该PMD设备的特征在于，交替地断开两个相对的输出A和B。在这两个输出之间的切换通过施加在所述PMD上的调制电压Umod来实现。该调制电压Umod如同由发射器发射的光波的振幅一样用同一调制频率fmod来进行调制。如果该光线没有延迟地到达所述PMD，那么输出A的断开时间就对应着产生载流子的时间。所产生的电荷从而完全到达输出A。如果该光波在该PMD上发生了延迟，那么该载流子则相应晚一点产生。从而该电荷的一部分在输出A的断开时间期间产生，而另一部分相反则在输出B的断开时间期间产生。因此输出A和输出B之间的差值是信号的传播时间的量度，而A和B的和数值相反则是所投射光线的强度的量度，参见德国专利DE197 04 496 A1或者R.Schwarte等人的“Schnelle und einfache optische Formerfassungmit einem neuartigen Korrelations-Photodetekter-Array”，DGZfP-GMA Fachtagung in Langen出版，1997年4月28/29。
输出A的读出电压Ua和输出B的读出电压Ub在所谓的无积分运行中直接由所生成的电荷电流产生。在所谓的积分运行中，读出电压Ua和Ub为如下电压，该电压在电荷积分之后在电荷势阱上生成。积分式PMD具有的特点在于，其上聚集载流子的势阱必须有规律地借助一个复位信号R来清空。这种复位要么在固定的、具有频率fi＝1/ti的给定时间间隔ti之后进行，要么自适应地在所述电荷势阱上达到一个给定电压阈值时进行。
对于所述PMD的输出信号Ua和Ub，其中这些信号与投射的电磁波与调制信号UPMDmod或者移相180°的调制信号UPMDmod的乘积相对应，在正弦调制的情况下，按照积累门(积分/无积分)的实施情况，假定投射的强度调制的光波和调制信号具有相同的频率，并且具有紧接着的高频成分抑制，从而得出a)在积分实施方案中Ua＝k·ti·PM·cos(Δ)+k·ti·PH/2 (1.1)Ub＝k·ti·PM·cos(Δ+180°)+k·ti·PH/2(1.2)b)在无积分实施方案中Ua＝k·PM·cos(Δ)+k·PH/2 (2.1)Ub＝k·PM·cos(Δ+180°)+k·PH/2(2.2)在 Δ对应着所述投射光波与所述调制信号之间的相位偏移，PM对应着投射光波的功率，ti对应着积分时间，k对应着考虑了PMD的灵敏度与调制电压幅度的比例系数，而PH对应着背景光的功率。通过形成差值信号抑制了背景光，并且对于差值信号Ud＝Ua-Ub而得出Ud＝2·k·ti·PM·cos(Δ) (3)或者Ud＝2·k·PM·cos(Δ) (4)。
这种直接计算相位偏移的问题在于所述输出信号不仅依赖于cos(Δ)还依赖于PM。
所述相位偏移Δ是由传播时间的相位差tof和相位延迟(可调节)的相位差d组成的。从而由传播时间τtof、调制频率fmod和附加的相位延迟d得出Δ＝tof+d＝2π·fmod·τtof+d(5)在理想情况下d为零或者一个精确的可调节的值。如果把用于根据传播时间τtof确定距离的方程式(5)进行变换，从而得到d＝(c/2)·((Δ-d)/(2·π·fmod))(6)本发明的任务在于，对PMD系统的所述传播时间τtof和/或所述取决于传播时间的相位差的确定进行改善而提供了一种可能。
该任务通过如权利要求1所述的一种PMD系统以及如权利要求18和19所述的用于调节PMD系统的方法而得到解决。
为此一个PMD系统具有至少一个PMD元件以及至少一个用于强度调制地发射电磁波的发射器。所述PMD系统可以实施为积分的或者无积分的。所述发射器典型地为一个光源，但是也可以发射其他合适的电磁射线，比如象微波或雷达波的通常无线电波。
另外还具有至少一个控制电子电路，借助该电子电路，所述PMD元件和所述发射器可以分别用同一调制频率的至少一个调制电压来进行控制。在此，PMD元件和发射器的调制电压的信号强度相互不同，比如为了匹配诸如最大输入电平的设备特征参数。所述的控制电子电路不但可以从外部输入脉冲信号而且可以包含由一个频率发生器。
所述控制电子电路可以改变相位偏移Δ。这是按照方程式(5)通过改变调制频率fmod和/或通过调节相位延迟d来发生的。相位偏移Δ的改变是通过一个输送到所述控制电子电路上的调节信号来进行控制的。
另外还具有一个调节段，其中可以作为一个调节值U′d来输入至少一个输出信号Ua、Ub或者这些输出信号的组合，比如所述PMD元件的差值信号Ud。所述调节段可以实施为模拟的或者数字的。所述的至少一个输出信号Ua、Ub、Ud可以直接用作调节值U′d，或者在信号处理之后，比如在两个输出信号Ua、Ub相减和/或后面的信号预处理之后。
所述调节段与所述控制电子电路相连，如此使得把一个输出信号用作所述电子电路的控制信号。由此所述相位偏移Δ可以通过所述调节段如此来进行调节，使得所述调节值U′d可以调节到一个给定目标值的值。由此所述PMD系统可以自动地作为调节回路来进行调节。那么表征所述PMD系统或者所述调节回路的调节值U′d借助所述调节段而被调节到所述目标值。
所述相位延迟d可以比如通过一个移相器来直接进行调节。有选择地或者另外可以对所述调制频率fmod进行改变。在这两种类型中，所述变化如此来实施，使得所述全部相位差Δ根据方程式(5)对应着一个特征值，比如90°、180°、270°或360°。这分别对应着调节值U′d＝0、最小、0或最大。在U′d＝最小或最大的调节过程中，能够生成一个与所接收的调制光的功率PM成比例的电压信号和一个与背景光PH成比例的电压信号。全部的信号有利地、相互无关地提供，期望的相位信息和强度信息可以用一个单独的测量来进行录入。但是也可以调节到其他特征值上。
在把所述频率用于调节所述PMD系统过程中是有利的假如选择最低的频率作为启始点来开始调节，并且随后向下一更高频率方向进行调节，其中该下一更高频率调节到所述调节值U′d的期望值。
由于由所述积分PMD的复位而引起中断，所以所述调节段前有利地接了一个信号预处理装置。
由于所述积分PMD的输出信号的特殊变化过程，所以如下做法是特别有利的，即所述信号预处理装置具有至少一个第一低通滤波器、之后的一个随时间的微分装置、之后的可以由复位信号控制的开关和之后的一个第二低通滤波器。所述复位信号可以是标准的或者进行处理的，比如反相。
为了通过所述的可控制的开关来抑制干扰，所述信号预处理装置优选地具有至少一个低通滤波器、之后的一个可以由复位信号控制的开关和之后的一个采样-与-保持门。
为了简化技术上的实现以下做法也是合适的所述信号预处理装置具有至少一个第一低通滤波器、之后的一个随时间的微分装置和之后的一个第二低通滤波器。
为了在信号预处理过程中灵敏而同时地对所述信号进行稳定的微分如下做法是合适的，即所述第一低通滤波器的一个界限频率位于5.5倍的积分频率fti范围内，所述第二低通滤波器的一个界限频率位于三倍的积分时间fti范围内。
有利的是，控制所述PMD元件的至少一个调制电压和控制所述发射器的至少一个调制电压可以相互有一个相位延迟d。这可以比如通过这两个调制电压之一的相位延迟d或者通过这两个调制电压的不同的相位延迟来产生。
为了较好地确定对相位延迟d的调节，有利的是具有至少一个相位比较器，该比较器对至少一个施加在所述PMD元件上的调制电压的和至少一个施加在所述发射器上的调制电压的相位进行比较。这比如通过如下方式实现在所述相位比较器的一个输入上施加了一个控制所述PMD元件的调制电压，并且在另一输入上施加了一个控制所述发射器的调制电压。通过对这至少两个调制电压进行比较来确定相位差。
有利的是，所述控制电子电路包含至少一个可以借助脉冲信号来控制的驱动器，其中该驱动器给所述PMD元件提供至少一个调制电压(Umod、Umod)。所述脉冲信号不仅可以由一个外部的信号源来提供，而且也可以由一个所述控制电子电路中所具有的、诸如为频率发生器的脉冲发生器来生成。从而提供了一个可以由所述调节段来控制的延相器，借助该延相器，所述脉冲信号可以作为调制电压并以一个相位延迟d继续传输给所述发射器。然而也有可能把所述延相器，最好是一个移相器，设置在所述PMD元件之前。
尤其有利的是把所述延相器以一个移相器的形式来构造，其中该延相器包含有一个比较器，该比较器具有后接的D触发器来作为脉冲二分频器。尤其有利的是，所述PMD系统作为一个集成元件来实现，比如一个这种移相器以及一个调节段被集成在所述PMD元件中。由此在每个PMD元件PMD中都具有一个直接与所述传播时间τtof或者与离目标的距离有关的信号，典型的是一个电压值。这在由较多的PMD元件构成的矩阵应用中是特别合适的。由多个上述PMD系统构成的一个矩阵在其他的结构形式中也得到优选。
为了通过所述调制频率fmod来调节所述PMD系统，如下做法也是合适的，即所述PMD系统包含至少一个控制电子电路，其中该控制电子电路包含有一个可以借助脉冲信号来控制的驱动器以及一个可控制的频率源，其中该驱动器给所述PMD元件提供至少一个调制电压，该频率源为所述驱动器和所述发射器的调制电压生成所述脉冲信号。一种压控振荡器尤其得到优选。所述可控制的频率源比如可以是一个压控振荡器(“Voltage Controlled Oscillator”，VCO)、一个数字直接数字合成元件(“Direct Digital Synthesis”，DDS)或者一个PLL元件(“Phase Lock Loop”，锁相环)。
为了对所述PMD系统的调节频率进行简化频率测量，有利的是，所述可控频率源的所调节的脉冲信号被输入到一个f-U变换器中，特别是一个加计数的f-U变换器中。
所述PMD系统的测量值可以直接进行模拟的或数字的继续处理，以比如进行合适的求平均。
在下列实施例中结合附图对用于确定相位差的所述方法来进行详细解释。
附
图1示出了按照现有技术的PMD元件的典型输出信号和复位信号，附图2示出了按照现有技术的、具有可变化相位延迟d的一种PMD系统，附图3示出了按照现有技术的、具有可变化调制频率fmod的一种PMD系统，附图4示出了具有可变化相位延迟d和调节段的一种PMD系统，附图5示出了一种信号预处理设备的多种实施方案，附图6示出了信号预处理设备中的不同信号，附图7示出了具有可变化相位延迟d和模拟调节段的另一种PMD系统，附图8示出了附图7中的PMD系统中的不同信号过程，附图9示出了具有可变化调制频率fmod和调节段的一种PMD系统。
在附图1中，针对于按照Schwarte等人的、在Laser 97、Munich出版的“A new electrooptical mixing and correlatingsensorFacilities and Applications of the Photonic Mixer Device(PMD)”(一种新型的光电混合及相关传感器光混合装置(PMD))”的一种积分PMD元件PMD，PMD元件PMD的输出信号Ua和Ub、差值信号Ud以及微处理器MP的复位信号R相对于以μs计的时间t以V来进行了描绘。
输出信号Ua和Ub在时延tint内是分段地成线性，并且通过时延tR的复位信号R来复位。
附图2用电路简图示出了用于确定相位偏移的一种PMD系统，其中该系统借助了按照Heinol等人的“Laufzeitbasierte 3D-Kamereasysteme-Smart Pixel lsungen”(基于时滞的3D照相系统-智能成像解决方案)，DGZIP Fachtagung Optische Formerfassung，斯图加特1999年9月5.-6.所述的一种PSK方法。
在此可调节的移相器PS和驱动器T借助脉冲信号TS来被输入脉冲，其中该脉冲信号典型地由一个脉冲发生器来产生。所述驱动器T把调制信号UPMDmod和相位偏移180°的调制信号UPMDmod继续传输给PMD元件PMD。首先从投射光波的功率PM由PMD元件PMD来生成输出信号Ua和Ub。所属的差值信号Ud可以或者用数字化来获得，或者借助一个优选为模拟的减法器SUB来获得。该减法器SUB可以集成在PMD像素中。
所述差值信号Ud通过一个A/D变换器ADW输入到一个微处理器MP中，其中该微处理器根据差值信号Ud的值不仅把复位信号R输出给PMD元件PMD，而且把相位信号Ud输出给移相器PS。所述移相器PS从而由微处理器MP调节为一个确定的相位延迟d。
发射器E通过为其所确定的调制信号UTXmod由移相器PS来进行控制。UPMDmod和UTxmod为了与受控设备匹配而仅仅在其信号强度上是不相同的。
由发射器E所发射的经过强度调制的光波经过传输段并且以相位差Δ＝d+tof而到达所述PMD元件PMD，其中tof是由于走过发射器-PMD段而引起的相位差/传播时间差。所述PMD元件PMD然后按照方程式(1.1)-(1.2)及(2.1)-(2.2)来生成输出信号Ua、Ub。紧接着按照方程式(3)及(4)来形成差值信号Ud，并借助A/D变换器ADW来进行数字化。所述微处理器MP把该结果存储起来，并调节成一个新的相位延迟值d。采用这种方式，与相位延迟d在0°至360°范围内的不同不连续值相对应的输出信号Ud的值被记录下来。所产生的相关曲线在Δ＝360°时具有最大值。tof则可以通过确切确定该最大值并借助内插法从这些不连续的测量值中来进行确定，从而得到tof＝360°-d(Ud；max)。
该方法所产生的技术耗费是很显著的，这样必须记录并存储更多的测量值，随后必须找到所述最小值或最大值。由于采用内插法来尽可能精确地确定最大值而产生了额外的计算耗费。比如在Heinol等人的论文中借助直接数字频率合成(“DDS”)和数字相位寄存器来产生相位延迟。
附图3以电路简图示出了具有可变化的调制频率fmod而不具有调节段CTR的一种PMD系统。
一个可变调谐的振荡器OSC发送出具有第一调制频率fmod的调制信号Umod。其输出信号UTXmod被发射器E强度调制后被发射器E发射，并且作为UPMDmod同时通过驱动器T而到达所述PMD。在那里与附图2相类似地进行迭加。该差值信号Ud直接由A/D变换器进行采样并存储在微处理器MP中。在那里进行光谱分析以确定多普勒频率以及计算相位。该微处理器MP则调节出一个新的调制频率fmod值，并录入Ud的最接近值。并且在有些情况下在集成的PMD上由该微处理器MP向该PMD发送一个复位信号R，其中该PMD之后有意义地连接了一个减法器。
距离计算或者可以通过直接解传播时间ttof和系数K的方程式(在FSK方法中)以及通过在相关曲线(在FSK方法中)搜索最大值来进行，或者可以借助傅立叶分析(FMCW方法)来进行。这里的缺点在于还要录入较多的测量值，并且必须对测量数据进行数学分析。
为了确定相位差及传播时间差，可能要录入较多的测量值，比如借助PSK(“Phase Shift Key”相移键控)调制、FSK(“Frequency ShiftKey”频移键控)、FMCW调制或者PN调制。
附图4以电路简图示出了具有可变化的相位延迟d和调节段CTR的一种PMD系统。
该PMD系统具有一个可调制的发射器E、一个PMD元件PMD、一个PMD驱动器T、作为移相器PS形式的一个可调谐的相位延迟元件、一个减法器SUB、一个调节段CTR和一个用于信号预处理的装置PSP。为了提高精确度，可以另外增加一个相位比较器PCOMP。
该脉冲输入信号TS被输入给所述PMD驱动器T和所述移相器PS。所述PMD驱动器T由所述脉冲信号TS生成调制电压UPMDmod和偏移180°的互补信号UPMDmod。这两个电压被输入给所述PMD元件PMD。所述移相器PS在脉冲信号TS传输给发射器E之前把它偏移相位延迟d。相位延迟d在此取决于施加在移相器PS上的调节值U1phs。相位延迟信号UTXmod由发射器E发射，并且通过具有相位延迟Δ＝d+tof的传输段而到达所述PMD元件PMD。
在所述PMD元件PMD的输出门上生成了方程式(1.1)、(1.2)及(2.1)、(2.2)所描述的输出信号Ua和Ub，这两个值与Δ成比例。由输出信号Ua和Ub按照方程式(3)及(4)形成了差值信号Ud。该差值信号在有的情况下在信号预处理装置PSP中进行信号预处理，紧接着作为调节值U′d输出到调节段CTR中。没有信号预处理时对应于Ud＝U′d。
通过一个由所述调节段CTR所输出的信号，这里是指电压U1phs，所述移相器PS如此来进行调节，使得调节值U′d尽可能精确地等于预定目标值。所述电压U1phs那么则是一个代表发射光与接收光之间的相位延迟d的值。
为了提高精确度，可以采用一个附加的相位比较器PCOMP来确定被调节的相位延迟。其输出电压U2phs则同样代表一个代替相位延迟d的值。在该实施例中，所述相位比较器PCOMP连接到所述驱动器T的输出上和所述移相器PS的输出上，并且把UPMDmod与UTXmod相比较。
尤其适合于调节回路的可能的目标值为a)U′d＝0；b)U′d＝maximal；c)U′d＝minimal。
情况a)如果U′d＝0，则自动调节为Δ＝90°，见方程式(3)及(4)。在这种情况下，由于传播时间τtof而引起的相位延迟对应于tof＝90-d。相位延迟d和tof可以直接由移相器PS的特性曲线以及所被调节的电压U1phs来进行确定。
为了提高测量精确度，也可以直接由相位比较器PCOMP的输出信号U2phs来确定d。由于目标值U′d＝0，在这两种情况下d的确定与所调制光线的功率PM无关。然而这里的缺点在于单值性范围限制为180°。
情况b)在U′d＝maximal的情况下，相位角调节到Δ＝180°。tof可以通过tof＝90-d来确定，与相位延迟d成比例的相应电压值与情况a)相类似地来得到。与情况a)相对的一个优点在于完全隔绝了杂光和调制光。如果Δ＝180°，那么根据方程式(1.1)及(2.1)在Ua中基于调制光的电压成分变为零，而根据方程式(1.2)及(2.2)在Ub中相反则变为最大。从而在方程式(3)及(4)中Ud的值则仍旧与所投射的调制光量的功率PM成比例。此外相应位于对面的门只产生与背景光量成比例的电压信号，从而Ua与背景光的功率PM成比例。与情况a)相反，其单值性范围为360°。
在该设备中，在一次单独的测量录入中首先得到与相位差、调制光的功率和背景光的功率成电压比例的信号。这些相应的测量值可以直接进行模拟的或数字的继续处理，比如进行合适的取平均。
情况c)U′d＝maximal提供与情况b)相同的结果，仅仅是输出电压Ua、Ub和Ud的正负号被互换。
也有可能调节到另一目标值，比如最大梯度的范围。
信号预处理的方式取决于所述PMD元件PMD的输出信号的种类。在按照[Schwarte，专利文件DE19704496 A1]的积分PMD元件PMD中，典型地后接了一个减法器TDiff，在没有对输出积分的同样可能的PMD元件PMD中，常常可以放弃信号预处理，则得到Ud＝U′d。
调节段CTR的参数确定可以比如按照[H.Unbehauen“Regelungtechnik Bd.1-3”(调节技术)，Vieweg出版社，Wiesbaden]来进行实施。
为了实现该PMD系统，优选地采用了提供低噪声和可再现传播时间延迟的一种控制装置来用于相位延迟，这里是一个移相器PS。也可以有选择地或额外地借助一个精确的相位比较器PCOMP来进行相位测量。所述相位比较器的构造和工作原理比如在U.Rhode的“Microwaveand Wireless Synthesizers”(微波和无线合成器)4.4章，288页及之后，1997，Wiley出版社，纽约M.Meade的“Lock-inanplifiersprinciples and applications”(闭环放大器原理和应用)第3章，31页及之后，1983IEE电子测量系列1或模拟器件“DataSheet AD9901”(数据页AD9901)修订B中进行了描述。
所述PMD系统也可以用其他周期的调制信号Umod、Umod、UPMDmod、UPMDmod、UTXmod来进行驱动，比如方波信号或三角波信号。
附图5在各附图5a至5c中示出了用于信号预处理装置PSP的实施方案，其中信号预处理是用于具有积分输出的PMD元件PMD的。在此以规则的间隔触发复位信号R(见附图1)。
在附图5a中，左边输入的锯齿形差值信号Ud(见附图1)通过一个低通滤波器TP1来进行低通滤波，并且另外在一个减法器TDiff中随时间进行相减。所述低通滤波器TP1和所述减法器TDiff可以作为一个元件或分开来实施。借助一个由所述复位信号R来控制的开关S1，调节回路CTR在没有复位信号R时则闭合。紧接着的第二低通滤波器TP2用于抑制开关尖峰。
在该方法中，在用于调节回路起震的两个复位信号R之间只有调节时间ti，而测量录入被中断了复位时间tR。在此以符合目的的方式在起震状态中直接在开关S1断开之前对与距离成比例的电压值进行录入。
附图5b示出了一种设备，其中在触发反相复位信号R之前所达到的尖峰值借助一个采样与保持门SHT来进行取样，并且把该值用作调节值U′d。从而避免了在断开和闭合调节回路时在附图5a的设备中所产生的干扰，该解决方案当然相对较慢。第一低通滤波器TP1这里用于使信号带宽与“采样与保持”门SHT的开关速度相匹配。S1也可以用不反相的复位信号R来进行开关。
附图5c示出了一种设备，其中没有使用开关。这里所述信号Ud借助第一低通滤波器TP1来进行平滑、求微分，并借助第二低通滤波器TP2来进行整流。如此得到的调节值U′d被输出给调节段CTR。在这种情况下优选地选择U′d＝0。从而理想地得到了一个恒定调节值U′d，原因在于U′d在复位阶段期间为零(见附图1)，并且在测量阶段期间该调节值U′d由所述调节回路保持为零。
同样有可能运行于U′d＝maximal，然而由于U′d的波动而要求较精确地设计所述低通滤波器TP1、TP2。如同在附图5a的设备中一样，TP1用于对锯齿波信号的阶跃进行平滑。所述第一低通滤波器TP1的界限频率因此与附图5a的设备中所做的考虑相类似而设计为约5.5fti。
第二低通滤波器TP2这里用于对微分信号进行完全平滑。在界限频率的确定中，必须在尽可能快的调节和对整流信号进行良好的平滑之间进行选择，其中尽可能快的调节要求一个较高的界限频率，而优良的平滑要求一个低的界限频率。在所述第二低通滤波器TP2的界限频率中一个可能的折中此处对应着大约0.3fti。由于PMD输出信号Ua、Ub具有一个约1kHz的频率(见附图1)，那么则得到第一低通滤波器TP1的界限频率为7.5kHz，而第二低通滤波器TP2为约300Hz。
当然也可以采用其他方法来进行信号预处理。
附图6示出了具有调节回路的PMD系统的各种信号过程(V，t)，从上到下为PMD元件PMD的输出信号Ua、复位信号R、反相复位信号R、附图5a中的开关S1的开关过程以及附图5b的开关S1的开关过程。
用“a)”来标识的信号过程示出了附图5a的开关S1的相应时序。选择低通滤波器TP1、TP2的界限频率在该设备中是重要的。一方面微分电压Ud的锯齿波应由第一低通滤波器TP1来进行大体上的平滑，使得陡峭的上升沿不会引起后接的微分器TDiff的大的阶跃。另一方面该信号的下降部分尽可能线性并从而经过微分后以恒定值来提供作为调节值U′d。优选采用信号的基波和第一双谐波，因而为第一低通滤波器TP1选择了约5.5fti的界限频率。第二低通滤波器TP2则仅仅用于滤除附加的、由所述微分器引起的干扰。其界限频率因而选择为和第一低通滤波器的界限频率一致。对于具有约1kHz频率的输出信号(见附图1)，因而得出不但第一低通滤波器TP1而且第二低通滤波器TP2的约7.5kHz的界限频率。
用“b)”来标识的信号过程示出了附图5b的开关S1的相应时序。这里直接根据取样门的、优选的是采样与保持门SHT的采样时间来选择低通滤波器TP的界限频率。根据尼奎斯特判据(采样理论)，被采样信号的频率必须限制于采样频率的一半[J.Proakis、D.Manolakis“Digital Signal Processing”(数字信号处理)第6章，395页及其后，第二版，MacMillan出版]。从而对于一个比如具有10μs的采样时间ts的采样门，得出低通滤波器的界限频率为fg＝1/(2·ts)＝50kHz。
附图7以电路简图示出了一种PMD系统，其中移相器PS构造为具有一个D触发器DF来作为脉冲二分频器的比较器CMP。
在此，所述比较器CMP用一种单调的、在最小值和最大值之间连续交变的诸如正弦波或三角波的脉冲信号TS来进行控制。由阈值电压Us来确定导通和断开的时间点。在达到阈值电压Us的情况下，比较器输出把其输出电压UKmod切换到“逻辑1”，在低于阈值电压Us的情况下，其输出切换回到“逻辑零”。这除了导致开关时间点的变化，还导致相应脉冲宽度的变化，其原因在于其后连接了一个按照[U.Tietze、T.Schenk的“Halbleiter-Schaltungstechnik”(半导体电路技术)第10章，232页及之后，第十版，柏林Springer出版社]的脉冲二分频器，该分频器再次产生脉冲比例为1∶1。
移相器PS这种实现的优点在于借助标准元件(比如CMOS技术)的简单的可实现性，并且在于在将来的PMD-CMOS芯片中的简单的可集成性。缺点在于对于相位延迟d限制于90°的调节范围。
为了避开这种限制，并且也为了避免在调节范围的边缘上出现非线性，该设备可以通过附加的、可接通的移相器PS而确定的延迟器来进行扩展。另一种实现可能性在于使用具有相应群时延的滤波器来作为可开关的延迟器。
在用于调节相位延迟d的调节回路方面，也可以使用一种用于调节调制频率fmod的调节回路。
附图8以(V、t)图示出了附图7中PMD系统的开关过程，包括波形为正弦的平均值不为0的脉冲信号TS、D触发器DF的输出电压Ukmod和调制电压UTxmod，其中所述发射器E的振幅由该调制电压来进行控制。
尤其有利的一种设备是其中采用了由单个PMD元件PMD组成的一个矩阵，并且在每一个PMD矩阵中按照该实施例把一个移相器PS与相应的控制段集成在一起。从而在每个PMD元件PMD中提供了与传播时间τtof或者与离目标的距离有关的、典型为电压值的信号。
附图9以电路简图示出了具有可变化的调制频率fmod和调节段CTR的一种PMD系统。
如前所述的相位调节回路中，这里在该电压调节回路中也可以直接生成与距离成比例的电压。该设备包含一个作为可调谐振荡器OSC的VCO调节器VCO，其中调节段CTR的输出电压U1fc用作该调节器的调节信号。该VCO调节器VCO的输出信号象前述的一样在PMD驱动器T中转变为该PMD元件PMD所必要的调制信号Umod、Umod，并由此到达PMD元件PMD。该发射器E再次由VCO调节器VCO的输出信号进行强度调制。调制的光波要么直接到达要么反射到该PMD元件PMD上，并且在那儿象前述的一样生成与相位偏移Δ成比例的差值信号Ud。理想情况下在传播时间或调制中不出现额外的延迟，则得到Δ＝tof。该差值信号，在某些情况下作为调节值U′d来进行预处理，并再次输出给调节段CTR。该调节段CTR则对以下情况的调节值的调制频率fmod分别进行调节a)U′d＝0、b)U′d＝maximal、或者c)U′d＝minimal。
在情况a)中各调制频率fmod则进行调节，使得该频率的半周期T/2为传播时间差值τtof的整数分之一。
在情况b)中各调制频率fmod相反则进行调节，使得其四分之一周期或者其四分之一周期加上整数倍的基频周期为传播时间差值的约数τtof＝n·T+3·T/4。
在情况c)中传播时间差值τtof＝n·T+3·T/4则类似地进行调节。为了避免多义性，优选地选择最低可能的频率来作为启始点开始调节。由此向第一个最接近的较大频率方向进行调节，其中该频率被调节为U′d的期望值。从而传播时间差值τtof就得到a)τtof＝T/2，b)τtof＝T/4，c)τtof＝3T/4。
该频率可以通过测量在VCO调节器VCO上所调节的电压U1fc来进行确定，或者优选地通过一个附加的f-U变换器(FUC)来进行确定。按照b)或c)来选择目标值与在相位调节过程中的相应方法相类似，也提供了背景光与调制光之间的直接区分。
可调节的最小和最大频率fmin和fmax确定了清晰的测量范围。由此得到了与传感器的最小距离dmin和最大距离dmaxa)dmin=c4·fmax,]]>dmax=c4·fmin]]>b)dmin=c8·fmax,]]>dmax=c8·fmin]]>c)dmin=3·c8·fmax,]]>dmax=3·c8·fmin]]>对于具有fmin＝10MHz和fmax＝160MHz的PMD元件PMD来说，则得到的测量范围为a)0.5m-7.5m，b)0.25m-3.75m，c)0.75m-11.25m。
调节值U′d的录入可以类似于为相位调节回路所推荐的方法一样来进行，原因在于典型输出信号(见附图1)的积分时间为所推荐带宽的一半，并且在理想情况下与所使用的调制方法无关。
对于f-U变换可以使用具有模拟输出电压的f/U变换器。f/U变换器比如在[E.Schrüfer的“Elektrische Messtechnik”(电子测量技术)第6.4.2章，385页及之后，第4版，慕尼黑Carl Hanser出版社或者D.Nührmann的“Praxis der Messtechnik”(实用测量技术)第8章，Franzis出版社]中进行了描述。优选地借助一种诸如按照[D.Nührmann的“Praxis der Messtechni k”(实用测量技术)第8.2章，Franzis出版社]所述的计数器来进行频率确定，其中该计数器在每个脉冲时增加一。通过读出在固定时间间隔内的计数器状态则直接就具有了调制频率fmod的数字化字，并从而具有了传播时间差值τtof，随后的用于在微处理器MP中继续处理的A/D变换就不再是必须的。
在该附图中优选地借助VCO调节器VCO来进行频率生成。然而其他可调节的频率源，诸如数字频率合成器，比如PLL合成器或直接数字合成器(DDS)，在VCO调节器VCO的位置也可以同样被应用。
在此处所示出的具有调节回路的PMD系统的实施例中，移相器PS通常联接在发射器E之前。而移相器PS以及一般的延相器同样可以联接在PMD元件PMD之前。但是相位关系仅仅必须为负的延迟而进行转换。
具有调节回路的该PMD系统并不局限于光波。相反该方法通常可以应用于具有PMD类型的设备的元件来接收诸如微波的电磁波。相应地，比如发射器E可以是激光、二极管和二极管阵列、荧光灯，而也可以是微波发射器和雷达发射器。
权利要求
1.PMD系统，具有-至少一个PMD元件(PMD)，-至少一个可强度调制的发射器(E)，-至少一个控制电子电路(FG)，借助该电子电路可以对所述PMD元件(PMD)和所述发射器(E)分别用相同调制频率(fmod)的至少一个调制电压(Umod、Umod、UTXmod)来进行控制，并且可以借助该电子电路通过一个调节信号来改变相位偏移(Δ)，其特征在于，具有一个调节段(CTR)，向该调节段中可以作为一个调节值(U′d)馈入所述PMD元件(PMD)的至少一个输出信号(Ua、Ub、Ud)，并且其输出信号(U1phs、U1fc)可以作为调节信号被馈入所述控制电子电路(FG)中，其中可以通过所述的调节段(CTR)把所述的调节值(U′d)调节到预定目标值的值。
2.如权利要求1所述的PMD系统，其中所述调节段(CTR)之前联接了一个信号预处理装置(PSP)。
3.如权利要求2所述的PMD系统，其中所述信号预处理装置(PSP)具有一个第一低通滤波器(TP1)、之后的一个随时间的微分装置(TDiff)、之后的可以由复位信号(R、R)控制的一个开关(S1)和之后的一个第二低通滤波器(TP2)。
4.如权利要求2所述的PMD系统，其中所述信号预处理装置(PSP)具有一个第一低通滤波器(TP1)、之后的可以由复位信号(R)控制的一个开关(S1)和之后的一个采样与保持门(SHT)。
5.如权利要求2所述的PMD系统，其中所述信号预处理装置(PSP)具有一个第一低通滤波器(TP1)、之后的一个随时间的微分装置和之后的一个第二低通滤波器(TP2)。
6.如权利要求3或5之一所述的PMD系统，其中所述第一低通滤波器(TP1)的一个界限频率位于5.5倍的积分时间(fti)范围内。
7.如权利要求6所述的PMD系统，其中所述第二低通滤波器(TP2)的一个界限频率位于三倍的积分时间(fti)的范围内。
8.如权利要求1至7之一所述的PMD系统，其中借助所述控制电子电路(FG)，控制所述PMD元件(PMD)的至少一个调制电压(Umod、Umod)和控制所述发射器(E)的至少一个调制电压(UTXmod)可以互相设有一个相位延迟(d)。
9.如权利要求8所述的PMD系统，其中具有一个相位比较器(PCMP)，在其一个输入上可以施加控制所述PMD元件(PMD)的调制电压(Umod、Umod)，并且在其另一输入上可以施加控制所述发射器(E)的调制电压(UTXmod)，从而可以确定所述输入的调制电压(Umod、Umod、UTXmod)的相位差。
10.如权利要求8或9之一所述的PMD系统，其中所述控制电子电路(FG)至少包含-一个可控制的驱动器(T)，该驱动器给所述PMD元件(PMD)提供至少一个由脉冲信号(TS)所产生的调制电压(Umod、Umod)，-一个可以由所述调节段(CTR)控制的延相器(PS)，借助该延相器可以把所述脉冲信号(TS)作为调制电压(UTXmod)并以一个相位延迟(d)而继续传输给所述发射器(E)。
11.如权利要求10所述的PMD系统，其中所述延相器以一个移相器(PS)的形式来提供，其中该移相器包含具有一个后按的D触发器(DF)的一个比较器(CMP)来作为脉冲二分频器。
12.如权利要求11所述的PMD系统，其中至少一个移相器(PS)分别连同至少一个调节段(CTR)被集成在所述PMD元件(PMD)中。
13.如权利要求12所述的PMD系统，其中该系统包含多个PMD元件(PMD)。
14.如权利要求1至7之一所述的PMD系统，其中借助所述的控制电子电路(FG)可以对所述的调制频率(fmod)进行调节。
15.如权利要求14所述的PMD系统，其中所述控制电子电路(FG)至少包含-一个可控制的驱动器(T)，该驱动器给所述PMD元件(PMD)提供至少一个由脉冲信号(TS)所生成的调制电压(Umod、Umod)，-一个可调谐的频率源(OSC)，借助该频率源可以为所述驱动器(T)生成所述脉冲信号(TS)并且可以为所述发射器(E)生成所述调制电压(UTXmod)。
16.如权利要求15所述的PMD系统，其中可调谐的频率源(OSC)的所述脉冲信号(TS)可以被供给到一个f-U变换器(FUC)中，特别是一个加计数的f-U变换器(FUC)中。
17.如权利要求1至16之一所述的PMD系统，其中作为调节值(U′d)的值可以调节为零、最小或最大。
18.用于调节如权利要求14至16之一所述的PMD系统的方法，其中选择最低的频率作为启始点来开始调节，并且向下一更高频率方向进行调节，其中该下一更高频率被调节到调节值(U′d)的期望值。
19.用于调节PMD系统的方法，该系统至少包含-一个PMD元件(PMD)，-用于强度调制地发射电磁波的一个发射器(E)，-至少一个控制电子电路(FG)，借助该电子电路，所述的PMD元件(PMD)和所述的发射器(E)分别可以用同一调制频率(fmod)的至少一个调制电压(Umod、Umod、UTXmod)来进行控制，并且借助该电子电路可以通过一个调节信号来改变相位偏移(Δ)，其特征在于，借助一个调节段(CTR)把所述的调节信号输出到所述控制电子电路(FG)上，使得表征所述PMD系统的调节值(U′d)自动调节到一个给定目标值的值，其中所述PMD元件(PMD)的至少一个输出信号(Ua、Ub、Ud)被考虑用来确定所述的调节值(U′d)。
20.如权利要求19所述的方法，其中所述相位偏移(Δ)通过调谐所述相位延迟(d)和/或所述调制频率(fmod)来进行变化。
全文摘要
PMD系统包含有至少一个PMD元件(PMD)和至少一个可强度调制的发射器(E)，以及至少一个控制电子电路(FG)，借助该电子电路，所述的PMD元件(PMD)和所述的发射器(E)分别可以用至少一个调制电压(U
文档编号G01S7/48GK1537356SQ01818770
公开日2004年10月13日 申请日期2001年9月20日 优先权日2000年9月22日
发明者P·古尔登, P·黑德, M·沃西克, P 古尔登, 骺 申请人:西门子公司