位置传感器的制作方法

专利名称：位置传感器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于检测可运动的物体的位移的位置传感器。
背景技术：
以前，提出了许多以这种方式构成的位置传感器，即其中使一个铁心通过检测线圈，以便检测检测线圈的阻抗变化，并输出表示铁心相对于检测线圈的位移的信号。图34是表示这种常规的位置传感器的检测部分的示意图。图35是表示在铁心的位移X和检测线圈2的交流阻抗或AC阻抗Zac之间的关系的曲线。图36是位置传感器的电路的整体结构的示意图。交流阻抗Zac具有实部分量和虚部分量。在图35中，位移X越大，铁心301通过检测线圈302的通过量越多，使得交流阻抗Zac增加。另一种方案是，位置传感器可以以这种方式构成，使得位移X越大，铁心301通过检测线圈302的通过量越小，使得交流阻抗Zac随着位移X的增加而减小。
一般地说，在上述的常规的位置传感器中，对检测线圈302提供交流电流，以便检测在检测线圈302的相对端检测的电压的幅值和相位，以便进行合适的信号处理。提供交流电流的理由是要获得和检测线圈302的交流阻抗Zac成比例的电压幅值。
不过，在铁心301由磁性材料制成的情况下，已知在铁心301通过线圈302时检测线圈302的阻抗Z的温度变化率(温度系数)相对于铁心301的位移X是不均匀的，结果使得温度变化率Δ(dZac/dt)随着铁心301通过线圈302的通过量的增加而增加。结果，需要根据电路，考虑到温度改变的配置，来补偿检测线圈302的输出电压，这使得位置传感器的电路结构变得复杂。
美国专利5003258，4864232，5898300等提出了一种用于解决上述缺点的技术。图38是在美国专利5003258中披露的示意图。在这些专利公开本身披露的是这样一种装置，其中检测线圈402被这样制造，使得消除由铁心401的磁元件421引起的阻抗Z(电感分量)的温度变化以及由铁心401的非磁元件422引起的阻抗Z(涡流分量)温度变化。
具体地说，上述的现有技术提出了一种减少检测线圈402的阻抗Z的温度系数和铁心401的位移的相关性的技术，其中通过提供由检测线圈402及其外围装置构成的一种装置，试图解决阻抗Z的温度系数依赖于位移X的问题。不过，即使在上述的装置中，也还发生许多问题，例如使得构成位置传感器的零件数量的增加，难于使这些零件彼此相对地定位，对于检测线圈设计的约束，使传感器的使用受到限制，以及由于这些原因而造成的制造成本的增加。
图39是表示图34所示的在检测线圈302的位移X和检测线圈302的交流阻抗Zac之间的关系曲线图，该图和图35相比比较接近实际状态。在图39中，在行程的中间部分，交流阻抗Zac和位移X呈线性关系。不过，在行程的相对端，所述线性关系消失。具体地说，在铁心301通过线圈302的通过量小时，线性关系显著地消失。这被认为是，因为铁心301的前端不像铁心301的其余部分那样对检测线圈302的阻抗Z的增加的贡献那样多。这种现象有时被称为“端部效应”。
一般地说，传感器以这种方式构成，使得在相应于所需的位移区的行程的中部呈线性。不过，由于上述的原因，所需的线性不能实现，例如，在位置传感器受到尺寸限制时。
下面说明现有技术具有的和结构有关的一些问题。在位置传感器的形状方面提出了一种措施来改善位置传感器的线性度。具体地说，具有一种用于增加铁心301的截面积和线圈架315(图34)上的绕组部分截面积的比的技术，其中通过尽量减少在线圈架315上的绕组部分的截面积。在这种情况下，优选的是，把由铁心301和相应于绕组部分的线圈架315的内壁(对着通孔的侧表面)限定的间隙设置得小。
就线圈架315由非金属材料例如塑料制成而言，铁心301和线圈架315的内壁接触不会较大地影响位置传感器的电特性(线圈阻抗或其类似物)。不过，铁心301和线圈架315的内壁接触很可能妨碍铁心301相对于检测线圈302的平滑的位移，这可能引起一些缺点，例如引起铁心301的变形以及产生机械滞后。
具体地说，旋转位置传感器很可能遇到上述的缺点，因为弯曲的铁心相对于弯曲的线圈的定位是困难的，并且铁心频繁地接触线圈架的内壁。
此外，旋转位置传感器可能遇到和线圈绕组有关的下述问题。问题之一是，因为线圈架是弯曲的，所以绕组的均匀的绕制是困难的。因而，在弯曲的线圈架上缠绕导线可能需要较长的时间。另一个问题发生在在弯曲的线圈架上缠绕导线时。具体地说，由于在缠绕时对线圈架施加的应力，缠绕之后的线圈架的曲率和缠绕之前的曲率相比局部地增加。因而，由于相应于缠绕部分的线圈架的内壁的尺寸改变而妨碍铁心平滑地通过线圈架。在最坏情况下，在位移的途中会禁止可动物体的位移。

发明内容
本发明的目的在于提供一种位置传感器，其能够利用简单的电路结构补偿检测线圈的阻抗的温度系数相对于铁心位移的变化。
按照本发明的一个方面的位置传感器包括恒流电路，用于输出恒定电流，所述恒定电流是通过在具有给定幅值的直流上叠加具有给定频率和给定幅值的交流电流而获得的；检测部分，其包括被供给所述恒定电流的至少一个检测线圈；由磁材料制成的铁心，所述铁心相对于所述检测线圈沿所述检测线圈的轴向位移；以及信号处理电路，用于根据在提供所述恒定电流时所述检测部分的输出电压的峰值输出位移信号，所述位移信号表示所述铁心相对于所述检测线圈的位置数据，其中所述恒定电流中的直流电流和交流电流的比、在所述检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比、所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度特性、以及在所述检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性中的至少一个被以这样的方式设置，使得在所述铁心相对于所述线圈的整个位移区内，从所述检测部分输出的电压的峰值的温度系数的波动范围，小于在所述给定的频率下在相对于所述检测线圈所述铁心的整个位移区内，在所述检测部分中的阻抗的交流分量的温度系数的波动范围。
按照上述结构，检测线圈根据用于位置检测的物体被最佳地选择。此外，通过对电路设置常数，容易地减小检测线圈的阻抗的温度系数对铁心的位移的相关性。因而，利用简单的电路结构，补偿了检测线圈的阻抗的温度系数相对于铁心的位移的变化。


图1是按照本发明第一实施例的位置传感器的电路图；图2是表示按照本发明第一实施例的位置传感器的上表面的平面图；图3是表示按照本发明第一实施例的位置传感器的截面侧视图；图4是在本发明的第一实施例中的检测线圈的截面图；图5是在本发明的第一实施例中的检测线圈的相对端检测的电压的波形图；图6是表示在本发明的第一实施例中的转动角度和检测线圈的阻抗之间的关系的曲线；图7是表示在本发明的第一实施例中的转动角度和检测线圈的相对端检测的输出电压之间的关系的曲线；图8是表示在本发明的第一实施例中的转动角度和在检测线圈的相对端检测的输出电压的温度系数之间的关系的曲线；图9是表示在本发明的第一实施例中转动角度和在检测线圈的相对端检测的峰值电压的温度系数的关系的曲线；图10表示在本发明的第一实施例中的恒流电路和信号处理电路的电路结构的例子；图11表示在本发明的第一实施例中的振荡电路的电路结构的例子；图12表示在本发明的第一实施例中电压电流转换电路的另一种电路结构；图13表示在本发明的第一实施例中恒流电路的另一种电路结构；图14表示在本发明的第一实施例中的另一种电路结构；图15是在转动角度和在检测线圈的相对端检测的输出电压所温度系数之间的关系曲线；图16是在本发明的第二实施例中的检测线圈的等效电路；图17表示在本发明的第二实施例中的由于外表面效应而引起的铜线的电阻值的变化曲线；图18表示在本发明的第二实施例中的由于近螺距效应而引起的铜线的电阻值的变化曲线；图19表示在本发明的第三实施例中的铁心中使用的磁材料的特性；图20A-20E表示在本发明的第三实施例中的在转动角度和和检测线圈的交流阻抗的线性度之间的关系的曲线；
图21A-21D表示在本发明的第三实施例中的铁心的端部；图22表示在本发明的第三实施例中具有直线行程的位置传感器的截面侧视图；图23A-23E表示在本发明的第三实施例中的其边缘被除去的铁心的端部；图24表示在本发明的第三实施例中在其相对端具有一对保持/固定件的检测线圈；图25是表示按照本发明的第四实施例的具有两个检测部分的第一位置传感器的上表面的平面图；图26是表示在本发明的第四实施例中的第一位置传感器的部件的截面侧视图；图27是表示按照本发明的第四实施例的具有两个检测部分的第二位置传感器的上表面的顶视平面图；图28是表示在本发明的第四实施例中的第二位置传感器的部件的截面侧视图；图29A，29B表示在本发明的第五实施例中的位移信号的第一种排列；图30A，30B表示在本发明的第五实施例中的位移信号的第二种排列；图31A，31B表示在本发明的第五实施例中的位移信号的第三种排列；图32是表示按照本发明的第六实施例的位置传感器的结构的截面图；图33表示按照本发明的第六实施例的位置传感器的电路结构；图34是按照现有技术的第一位置传感器的截面侧视图；图35是表示在第一常规的位置传感器中铁心的位移和检测线圈的交流阻抗之间的关系的曲线；图36表示第一常规的位置传感器的电路结构；图37表示第一常规位置传感器中铁心的位移和检测线圈的交流阻抗的温度系数之间的关系的曲线；图38是表示按照现有技术的第二位置传感器的截面侧视图；以及图39是表示在比较接近实际的状态下的在第一常规的位置传感器中的铁心位移和检测线圈的交流阻抗之间的关系的曲线。
用于实施本发明的最好方式下面参照

本发明的优选实施例。
(第一实施例)图1表示按照本发明的第一实施例的位置传感器的电路结构。图2是所述位置传感器的顶视平面图。图3是沿图2的A-A取的截面图。图4是检测线圈20的截面图。
按照本发明的第一实施例的位置传感器具有基本上呈U形的截面，并且包括检测线圈20，可动部件23，铁心60，曲率校正器24，壳体25，恒流电路30，以及信号处理电路40。检测线圈20通过围绕具有给定曲率的弯曲的线圈架22缠绕导线制成。弯曲的线圈架22具有基本上呈U形的截面，并在其U形部分的内表面上涂覆有涂层21。可动部件23是一个圆柱体，其具有和弯曲的检测线圈20中心同轴的转动轴线，并具有在圆柱体的外部形成的凸起23a。铁心60由磁材料制成，并具有固定的曲率。铁心60借助于使其一端和凸起23a相连可以通过检测线圈20的中空部分进行进、出运动。曲率校正器24校正检测线圈20的曲率的改变。壳体25把各个部件固定地安装到其表面上的各自的预定位置上。恒流电路30向检测线圈20输出恒定的电流Id，其是通过在一个给定幅值的直流电流Idc上叠加一个给定频率f和给定幅值的交流电流获得的。信号处理电路40按照在检测线圈20的相对端检测的电压Vs(检测信号)的峰值电压V1输出一个位移信号Vout，其表示铁心60相对于检测线圈20的位置数据。峰值电压V1由从恒流电路30输出的恒定电流Id和检测线圈20的阻抗Z确定。检测线圈20构成检测部分50，其响应提供恒定电流Id输出检测信号。在这个实施例中，弯曲的线圈架22具有基本上呈U形的截面，其能够通过注入模压以及其它等效的方法被容易地成形。或者，线圈架可以具有不是U形的构形。
所述位置传感器具有这样的结构，使得当可动部件23的转动角度θ为0-90度时，铁心60通过检测线圈20的通过量减少。恒流电路30包括振荡电路30a，用于产生恒定电压Vd，其通过在给定幅值的直流电压Vdc’上叠加给定频率和给定幅值的交流电压Vac’而获得，以及电压-电流转换电路(V-I电路)30b，用于把由振荡电路30a输出的恒定电压Vd’转换成恒定电流Id。
下面举例说明来自检测部分50的检测信号的温度特性。一般地说，在位置传感器中，在某个位移区内的检测信号的输出的线性误差在室温下是确定的，并且在整个可操作的温度范围内的输出中的线性误差通过指定在室温下的所述线性误差某个范围确定。假定在进行位置检测的转动角度θ＝0到90度的范围内，在室温下检测信号的线性误差是±1％ FS或更小，在-40到+130℃的温度范围内是±2％FS或更小。在这种情况下，要求把由于温度改变而引起的线性误差的允差抑制在大约±1％FS以内。如果室温是30℃，则在室温和最高温度之间的差达到100℃。假定检测信号相对于温度改变线性地改变，则要求把温度变化率(温度系数)的波动范围抑制到±100ppm/K或更小。
此外，关于在所需的位移区内的位移，可以通过提供一个具有恒定的温度系数的简单的温度补偿电路，把在位移时在温度补偿之后的电压设置为相应于室温的一个值±100ppm/K，只要在检测线圈20的两端检测的电压Vs的峰值电压V1的温度系数的波动范围Δ(dV1/dT)不大于±100ppm/K。这便是本发明的第一实施例的目的。
下面说明第一实施例的操作。如图1所示，交流电流Iac和直流电流Idc从恒流电路30被同时提供给检测线圈20。假定检测线圈20的直流电阻是Zdc，在振荡频率f下交流电流Iac的阻抗是Zac，在检测线圈20的相对端检测的电压是Vs，则电压Vs是直流电压Vdc和交流电压Vac之和，并且由式1表示Vs＝Vdc+Vac＝Idc×Zdc+Iac×Zac(1)在式1中，每个变量都是复数。不过，考虑电压Vs的峰值电压V1，峰值电压V1由下式2表示V1＝Vdc+Vac＝Idc×Zdc+Iac×Zac(2)在式(2)中，每个变量都作为实数处理。表示电压Vs的波形由在峰值电压V1内的直流电压Vdc和交流电压Vac的和表示，如图5所示。
图6是表示根据通过缠绕铜镍合金导线(GCN15导线)产生的检测线圈20的阻抗的实际测量而产生的采样数据的曲线，其中通过作为横轴设置图2所示的转动角度θ，分别绘出了检测线圈20的直流电阻Zdc和交流阻抗Zac。在图6中，阻抗Z相对于转动角度θ的变化完全是线性的。图6中所示的和实际测量的近似。在图6中，分别示出了在环境温度下-40℃，+25℃，+85℃，+130℃下的直流电阻Zdc和交流阻抗Zac。
在+25℃的环境温度下，直流电阻Zdc是188欧姆，温度系数是511ppm/K。此时，交流阻抗Zac由公式(3)表示Zac＝(Z0+Z’×θ×{1+(β0+β’×θ)×T}(3)在上式中，Z0＝636欧姆，Z’＝3.48欧姆/度，β0＝478ppm/K，β’＝-2.49ppm/K，其中θ是转动角度，T是环境温度℃。其中交流阻抗Zac的温度系数在θ＝0度时是478ppm/K，在θ＝90度时是254ppm/K。在这种情况下，波动的范围Δ(dZac/dT)达到224ppm/K。
接着，通过设置Idc＝1.5mA，Iac＝0.3mA，根据公式(2)绘制在检测线圈20的相对端检测的直流电压Vdc、在检测线圈20的相对端检测的交流电压Vac、以及电压Vs的峰值电压V1，其中Idc和Iac分别是从恒流电路30输出的直流电流和交流电流。为容易计算起见，设直流电流Idc、交流电流Iac和频率f的温度变化率为0。绘制的结果示于图7。这些因素的温度系数示于图8。
由图8显然可见，在转动角度θ＝0度到90度的范围内，峰值电压V1的温度系数的范围大约为450-500ppm/K。波动范围Δ(dV1/dT)大约为50ppm/K，这是一个非常窄的范围。因此认为，对峰值电压V1进行大约47 0ppm/K的温度补偿，使得电压在补偿之后能够返回相应于室温下的值而基本上没有检测误差。
接着，在图9中以和图8类似的方式示出了峰值电压V1的温度系数计算结果。在图9中，在保持交流电流I ac＝0.3mA的同时，分级地改变从恒流电路30输出的直流电流I dc。在Idc＝0mA的情况下，峰值电压V1的温度系数和位移的相关性和检测线圈20的阻抗Z和位移的相关性相同。不过，随着直流电流Idc的增加，峰值电压V1的温度系数接近于直流电压Vdc的温度系数。此外，当铁心60通过检测线圈20的通过量减少时(在本实施例中，在转动角度θ大的位移区内)，峰值电压V1易于受直流电压Vdc的影响，这是因为直流电压Vdc在峰值电压V1中的比例大的缘故。
和直流电流Idc＝0的情况相比，通过增加直流电流Idc，即使增加一个小的数量，也能大大减少峰值电压V1的温度系数的波动Δ(DV1/dT)的范围。通过增加要增加的直流电流Idc的数量，减少峰值电压V1的温度系数的波动Δ(DV1/dT)的范围。不过，当要增加的直流电流Idc的数量达到某个值时，则不会有进一步的改善。即，增加直流电流Idc的数量会增加电流消耗。从这个观点看来，考虑到可允许的电流消耗和峰值电压V1的温度系数的波动Δ(DV1/dT)的范围，适当选择直流电流Idc的合适的值。在这种情况下，可以通过独立地设置由振荡电路30a产生的直流电压Vdc’和交流电压Vac’为合适的值，可以设置在恒定电流Id中直流电流Idc对交流电流Iac的比。
此外，当从振荡电路30a产生的交流电压Vac’的频率f增加时，直流电压Vdc’对交流电压Vac’的比增加。因而，可以根据类似于在上述情况下提出的理论，通过合适地设置频率f，可以最佳地设置Vac对Vdc的比。
在上面的部分中，说明了直流电流Idc，交流电流Iac以及频率f各自的温度变化率被设置为0的情况。在这些因素具有某个温度系数的情况下，图8所示的直流电压Vdc和交流电压Vac各自的温度系数上下移动，结果，峰值电压V1的温度特性可以根据所述移动而改变。
由图8和图9显然可见，在铁心60的通过量小的情况下，(DV1/dT)的值受(dVdc/dT)的影响较大。在另一方面，在铁心60的通过量大的情况下，(DV1/dT)的值受(dVac/dT)的影响较大。根据直流电压Vdc和交流电压Vac在峰值电压V1中的合成比，自然能够得到这个结果。应当注意，(DV1/dT)的值处于(dVdc/Dt)和(dVac/dT)的值之间，而和铁心60的通过量无关。
此外，如果电流被这样配置，使得在铁心60的通过量大的情况下(在本实施例中，在转动角度θ＝0度附近)的(dVdc/dT)和(dVac/dT)的值尽量彼此接近，则在铁心60的通过量大的情况下(在这种情况下，直流电压Vdc和交流电压Vac彼此接近，虽然传感器易于受交流电压Vac的温度系数的影响)和在铁心60的通过量小的情况下(在这种情况下，传感器固有地受直流电压Vdc的温度系数的影响)，(DV1/dT)的值接近(dVdc/dT)的值。在任何情况下，这种安排使得能够减少峰值电压V1的温度系数的波动Δ(dV1/dT)的范围。
此外，比较在铁心60的通过量最小的情况下(dVdc/dT)的值接近(dVac/dT)的值的情况和在铁心60的通过量最大的情况下(dVdc/dT)的值接近(dVac/dT)的值的情况，可以看出后一种安排能够把峰值电压V1的波动Δ(dV1/dT)的范围减到最小。
具体地说，通过按照后面说明的方法设置直流电阻Zdc、交流阻抗Zac、直流电流Idc、交流电流Iac、以及频率f的温度系数为一个合适的值，来控制值(dVdc/dT)和(dVac/dT)。
直流电阻Zdc的温度系数根据检测线圈20的导线材料的种类确定。除去普通的铜线之外，检测线圈20的优选的和实际的导线材料包括镍铬导线、锰铜导线、铜镍合金导线(GCN导线)。普通的铜线具有这样的特性，即，其体电阻率的值小，尽管其体电阻率的温度系数大。普通铜线之外的导线具有这样的特性，即，其体电阻率的温度系数小，尽管其体电阻率的值大。在铜镍合金导线的情况下，可以根据铜和镍的混合比选择其温度系数。
下面说明用于给出直流电流Idc，交流电流Iac和频率f的合适的温度系数的方法。如图10所示，恒流电路30包括振荡电路30a，用于输出电压Vdc’±Vac’，以及电压-电流转换电路(V-I电路)30b。V-I电路30b包括电阻R11，其一端和控制电源Vcc相连，以及PNP晶体管Q11，其发射极和电阻R11的另一端相连，基极和振荡电路30a相连，集电极和检测线圈20相连。在本实施例中，使用峰值保持型整流电路作为信号处理电路40，用于提取峰值电压V1。信号处理电路40由恒流源I1、PNP晶体管Q12、NPN晶体管Q13和一个并联电路构成。恒流源I1的一端和控制电源Vcc相连。NPN晶体管Q12的连接是这样的其集电极和恒流源I1的相对端相连，基极和集电极彼此相连，发射极和检测线圈20相连。NPN晶体管Q13的集电极和控制电源Vcc相连，基极和晶体管Q12的基极相连。所述并联电路包括并排设置的恒流源I2和电容器C11。电容器C11连接在晶体管Q13的发射极和地之间。通过整流在检测线圈20相对端检测的电压Vs，并峰值保持整流的电压，在电容器C11的相对端检测的电压成为峰值电压V1。峰值电压V1作为位移信号Vout被输出。
如图11所示，用于输出电压Vdc’±Vac’的振荡电路30a由比较器CP11、电阻R13、直流电源E11，电阻R14、运算放大器OP1、电容器C12、电阻R12、和串联电路构成。电阻R13连接在比较器CP11的非反相输入端和输出端之间。直流电源E11连接在比较器CP11的反相输入端和地之间，用于输出电压Vcc/2。电阻R14的一端和比较器CP11的输出端相连。运算放大器OP1具有和电阻R14的另一端相连的反相输入端，以及和直流电源E11相连的非反相输入端。电容器C12连接在运算放大器OP1的反相输入端和输出端之间。电阻R12连接在运算放大器OP1的输出端和比较器C11的非反相输入端之间。所述串联电路由电阻R15和R16构成，它们串联连接在运算放大器OP1的输出端和控制电源Vcc之间。
在这样构成的振荡电路30a中，运算放大器OP1的输出Vosc是一个其偏移中心是Vcc/2的斩波。直流电压Vdc’和交流电压Vac’分别由电阻R15和R16对输出电压Vosc进行分压确定。和产生正弦波的振荡电路相比，产生斩波的振荡电路利用一种简化的结构提供不随温度变化的稳定的电路。产生方波的振荡电路也能以低的成本提供稳定的电路。不过，即使方波电流被提供给检测线圈20，从检测线圈20产生的也只是不可控的信号电压，这是由于方波电流的di/dt所致。由于上述理由，方波电流是不稳定的。由上述观点看来，斩波能够以类似于正弦波的形式可靠地提供反映铁心的转动角度θ的输出电压。
在图11中，交流电压Vac’的振荡频率f正比于(R13/(C12×R14×R12))，其幅值正比于(R12/R13)。因此，直流电压Vdc’和交流电压Vac’及其各自的温度系数的值可以通过合适地选择R12-R16以及电容器C12的值，以及它们各自的温度系数来控制。具体地说，通常的情况是，电容器C12作为外部元件和传感器相连，即使在其整体上恒流电路30是一个单片集成电路。在这个意义上，调节电容器C12的温度系数的是有效的。
此外，在恒流电路30在整体上被制成一个单片集成电路的情况下，可以通过用数字方式部分地或者全部地微调电阻R12和R16的值来指定直流电流Idc，交流电流Iac和频率f一个合适的温度系数。因而，即使铁心60、检测线圈20、位移区等被改变时，也不用更换IC，传感器便能使用，因而提供了一种多用途的传感器。
数字微调是调整电阻的一种方法，其通过预先并联连接由一个电阻和一个开关元件构成的并联电路和要被微调的(调节的)一个电阻，并根据数字数据接通和断开所述开关元件来实现。具体地说，数字微调用这种方式进行，使得数字数据的最佳代码通过监视电路的电特性确定，并通过把所述最佳代码写入IC的ROM中，或者通过使用于存储IC中的数据的电路的熔丝熔化把所述最佳代码赋予所述IC。用这种方式，把IC的电阻设置为相应于最佳代码的值。
或者，斩波发生电路可以具有和图11所示的电路不同的电路结构。在图10所示的V-I电路30b中，要被提供给检测线圈20的直流电流Idc具有正温度系数，即使由于在晶体管Q11的基极和发射极之间产生的电压Vbe的温度特性使得由振荡电路30a产生的直流电压Vdc的温度系数是0。
在不需要对直流电流Idc赋予正温度系数的情况下，优选地是使用图12所示的V-I电路30b’。在图12中，增加了一个运算放大器OP2，其具有和图10所示的V-I电路30b的晶体管Q11的发射极相连的反相输入端和与晶体管Q11的基极相连的输出端，以便使振荡电路30a的输出端和运算放大器OP2的反相输入端相连。
图13表示恒流电路30’的电路结构，其和图10所示的恒流电路30不同。恒流电路30’包括交流电源电路Sac和直流电源电路Sdc。交流电源电路Sac包括串联电路，其中NPN晶体管Q14和PNP晶体管Q16串联连接，交流信号源AC，其和晶体管Q14、Q16的连接的中点相连，NPN晶体管Q18，其被连接在控制电源Vcc-Vee之间，一个串联电路，其中NPN晶体管Q15、PNP晶体管Q17和NPN晶体管Q20串联连接，电阻R17，其和晶体管Q15、Q17的连接中点相连，以及一个串联电路，其中NPN晶体管Q19和NPN晶体管Q21串联连接。晶体管Q14和Q15、晶体管Q16和Q17，晶体管Q18和Q19，晶体管Q20和Q21的栅极彼此相连。晶体管Q14和Q16的发射极，以及晶体管Q15和Q17的发射极分别彼此相连。晶体管Q14，Q16，Q18，Q20在其各自的基极和发射极之间被短路。
在上述的结构中，晶体管Q14，Q15，Q16，Q17是一般的算术放大电路的输出电路的一部分，其中交流信号源AC被认为是输入电路，电阻R17被认为是其负载电阻。输出电路用这种方式构成，使得借助于晶体管Q15，Q17作为输出流过负载的电流被由晶体管Q18，Q19和晶体管Q20，Q21构成的电流镜复制，从而向检测线圈20提供复制的电流。在这种情况下，可以通过对交流信号源AC的幅值和频率以及电阻R17指定合适的温度系数，对于交流电流Iac设置所需的温度特性。
直流电源电路Sdc包括PNP晶体管Q22，Q23，它们的集电极和晶体管Q19、Q21的连接中点相连，发射极和控制电源Vcc相连，以及电阻R18，其被连接在晶体管Q23和地之间。晶体管Q22、Q23的栅极彼此相连。晶体管Q23的基极和集电极之间被短路。
在上述的例子中，所述电路被这样构成，使得提供正的直流电流。在根据线圈和频率的规定需要提供负的直流电流的情况下，晶体管Q22，Q23的极性可以是NPN型的，并且它们的各自的发射极可以和控制电源Vee相连。在这个另外的实施例中，可以通过指定电阻R18合适的温度系数对于直流电流Idc设置所需的温度系数。作为另一个安排，电阻R18的一端可以和一个预定的电位相连，而不和地相连。在这种安排中，通过对所述电位指定合适的温度系数，可以对直流电流Idc设置所需的温度特性。
检测线圈20的一端和晶体管Q19、Q22的连接中点相连。用于提供交流电流Iac的交流电源电路Sac和用于提供直流电流Idc的直流电源Sdc被彼此独立地提供。因此，可以用简单的方式控制交流电流Iac对直流电流Idc的比。此外，这种控制方式可以通过数字微调来实现。
信号处理电路40可以包括一个放大器，其具有和从检测部分50输出的电压的峰值V1的温度系数极性相反的温度系数，使得可以根据放大器的输出而输出位移信号Vout。利用这种结构，可以通过处理来自放大器的输出获得已经经过温度补偿的位移信号，这是因为，在温度补偿之后，来自放大器的输出是只依赖于位移的信号。
按照本发明的这个实施例，不仅恒流电路30的调节，而且直流电阻Zdc和交流阻抗Zac以及各自的温度系数的控制都能实现。具体地说，代替提供结合图1说明的检测部分50，可以使用图14所示的检测部分50a。检测部分50a包括电路元件51，其具有和检测线圈20串联连接的直流电阻Zdc’和交流阻抗Zac’。电路元件51的直流电阻Zdc’和交流阻抗Zac’和铁心60的转动角度θ无关。因此，在检测部分50a的相对端检测的电压的峰值及其温度系数可以通过合适地选择直流电阻Zdc’和交流阻抗Zac’的值以及各自的温度系数来控制。
例如，如果电路元件51是纯电阻，则交流阻抗Zac’成为R(电阻值)。此外，如果电路元件51是电感，则电路元件51具有直流电阻Zdc’和交流阻抗Zac’两者的因素。此外，可以提供一个二极管作为电路元件51。提供二极管的影响只出现在在检测线圈20的相对端检测的电压Vs的直流分量Vdc上。
如上所述，通过对检测线圈20不仅提供交流电流Iac，而且提供直流电流Idc，可以使在位移区(转动角度θ内)的信号电压所温度系数的波动Δ(dV1/dT)的范围大大减小。不过，显然，小的Δ(dZac/dT)值本身使Δ(dV1/dT)的值减小。现有技术部分所述的美国专利公开披露了一种试图实现这个目的的技术。不过，它们具有上述的问题。
优选地，铁心60由在导磁率和电阻率中具有小的温度系数的磁材料构成，以便减小Δ(dZac/dT)。在一定温度范围内，例如从大约-40℃到大约+130℃，在各种磁材料当中，导磁率的温度系数不大。因此，优选地是使用其电阻率具有小的温度系数的磁材料。这种磁材料的例子是镍铬合金(镍、铬和铁的合金)以及铁铬合金(铁、铬和铝的合金)。这些金属材料经常被用作电热丝的材料，并且可以以非常低的成本得到。由这种观点看来，通过按照弯曲处理由所述金属材料制成铁心60，可以用低的成本产生具有优良的温度特性的铁心60。这将在第二实施例中详细说明。
其次，虽然不是本实施例的主要特征，但是以下的事实应当注意。即，如果设置直流电流Idc、交流电流Iac，直流电阻Zdc、交流电阻Zac以及各自的温度系数不正确，则可能发生Δ(dV1/dT)大于Δ(dZac/dT)的情况。例如，假定一个检测线圈20，其中直流电阻Zdc＝100欧姆(温度系数50mmp/K)，交流阻抗Zac由式(3)表示，其中Z0＝800欧姆，Z’＝-8欧姆/度，β0＝346ppm/K，β’＝-2.35ppm/K/度。图15表示在直流电流Idc＝0.2mA，交流电流Iac＝1.0mA被提供给检测线圈20的情况下(在直流电流和交流电流二者的情况下，温度系数是0)，绘制相应于图8中的那些因素的各个温度系数的结果。由图15可清楚地看出，Δ(dV1/dT)大于Δ(dZac/dT)。因此，应当得出结论通过简单地对检测线圈20提供直流电流Idc，Δ(dV1/dT)不总是减小。
在第一实施例中，本发明针对转动位置传感器进行了说明。另外，通过使用其位移方向是直线的位置传感器，如图34的现有技术所示，可以获得和第一实施例相同的效果。
(第二实施例)在本实施例中，说明一种通过设置Δ(dZac/dT)的值最小的状态作为理想状态，用于保持检测线圈20的阻抗Z的温度特性不受铁心60相对于检测线圈20的相对位移的影响的温度补偿方法。在本实施例中的位置传感器的结构基本上和第一实施例的结构相同。因而，第二实施例中和第一实施例中相同的元件用相同的标号表示，并且省略对相同部件的说明。
作为第一种温度补偿方法，说明一种用于使在铁心60不通过检测线圈20的情况下的检测线圈20的阻抗Z的温度变化率和其在铁心60通过检测线圈20的情况下的温度变化率一致的方法。
检测线圈20的阻抗Z等效于一个串联电路，其中电阻分量Rs和电感分量Ls串联连接，如图16所示。电感分量Ls包括由线圈的外表面形成的分量(外表面效应)。在线圈的外表面的厚度足够小并且频率是常数的情况下，外表面效应和体电阻率ρ的1/2次幂成正比。因而，电感分量Ls的温度系数按体电阻率ρ的1/2次幂受影响。图17是表示由于外表面效应而引起的铜线的电阻的改变的曲线，即表示在频率和铜线的电阻之间的关系的曲线。曲线Y7，Y8，Y9，Y10分别表示直径为0.32mm，0.16mm，0.10mm和0.07mm的铜线中的所述关系。电阻改变的方式根据线圈的导线的直径和频率而不同。
电阻分量Rs的温度系数极大地依赖于导线材料的体电阻率ρ的温度系数。电阻分量Rs还按线圈的近螺距效应受影响。图18是表示由于线圈的近螺距效应而引起的铜线的电阻改变的曲线，即表示在频率和铜线的电阻之间的关系。曲线Y11和Y12分别表示在铜线为0.16mm，绕组匝数是40以及铜线是0.07mm，绕组的匝数是60时的情况下的所述关系。近螺距效应是一种在线圈绕组的螺距小的情况下，通过缠绕的导线的电流的均匀流动受到阻碍的现象。螺距越小，近螺距效应越大。不过，像根据螺距改变一样，近螺距效应根据导线的直径而改变。因为由于近螺距效应的电阻分量具有对体电阻率ρ的-1次幂的依赖性，所以其温度系数按体电阻率ρ的-1次幂受影响。
具体地说，在导线直径足够大或者在频率足够高的情况下，在铁心60未通过检测线圈20的情况下检测线圈20的阻抗Z所温度系数由于外表面效应和近螺距效应而减少。由这种观点看来，通过合适地设置导线材料的体电阻率ρ、导线直径、绕组的匝数、绕组的螺距以及频率，可以以非常平衡的方式控制在铁心60未通过检测线圈20时的位移状态下的直流电阻分量，其中包括由于外表面效应而产生的分量和由于近螺距效应而产生的分量，借以使检测线圈20的阻抗Z的温度系数减到最小。上述的方案对于现有技术中存在的检测线圈20的阻抗的温度系数根据铁心60的位移而改变这个问题提供了一种解决办法。
因为铜具有非常大的体电阻率ρ的温度系数，需要选择体电阻率ρ的温度系数比铜的体电阻率的温度系数小的材料作为导线材料。具体地说，镍铬合金、锰铜合金、或者铜镍合金可用于形成检测线圈20的导线。特别是，铜镍合金是优选的，这是因为通过改变合金的成分比使得能够控制体电阻率ρ。
下面说明用于使在铁心60通过检测线圈20的情况下检测线圈20的阻抗Z的温度变化率和在铁心60未通过检测线圈20的情况下的所述温度变化率一致的方法。
借助于使铁心60通过检测线圈20而导致检测线圈20的阻抗Z的增加是由铁心60的体电阻率ρ和导磁率μ引起的。即，检测线圈20的阻抗Z的温度系数和铁心60的体电阻率ρ以及导磁率μ有关。由这种观点看来，优选地是选择这样的铁心60，其具有适合于使铁心60通过检测线圈20的情况下的温度系数和铁心60未通过检测线圈20的情况下的温度系数一致的体电阻率ρ和导磁率μ，或者对铁心60进行表面处理，使得能够获得合适的体电阻率ρ和导磁率μ。
一般地说，使用位置传感器的环境温度的范围是120℃-130℃。铁心60的居里温度比环境温度足够高。铁心60的导磁率μ具有在居里温度附近急剧增加的特性。在另一方面，铁心60的导磁率在使用位置传感器的温度区内变化很小。
由上述观点看来，通过使用至少具有由体电阻率ρ改变小的材料制成的外表面的铁心60，所述体电阻率是引起检测线圈20的阻抗Z增加的另一个因素，可以使检测线圈20的阻抗Z的温度系数减到最小，借以使由于温度变化而引起的检测线圈20的阻抗Z的变化最小。
例如，在第一实施例中的基于检测线圈20的阻抗改变来检测铁心位置的位置传感器中，阻抗的主要分量是电感。通过在检测线圈20中流过恒定电流，产生和检测线圈20同轴的磁场。此时，环流(所谓的涡流)沿这样的方向流过铁心60，使得抵销产生的同轴磁场。所述环流具有降低检测线圈20的电感的作用。除去要被提供给检测线圈20的磁场的幅值和频率之外(如果提供固定频率的恒流，则环流的幅值不变)，环流的幅值和铁心60的体电阻率有关。具体地说，铁心60的体电阻率越大，环流越小，因而使其降低电感的作用减到最小。因而，如果铁心60的体电阻率具有温度特性，则电感也具有温度特性。电感的温度特性极大地影响阻抗的温度特性。
在检测线圈20被实际用作阻抗元件的情况下，通常有这样的情况，即，要提供给检测线圈20的电流在从大约几十千赫兹到大约几百千赫兹的频率范围内被驱动。如果提供在这个频率范围内的电流，则由于磁场集中在铁心60的周围，由检测线圈20产生的磁场不能到达铁心1(sic)的内部。
由上述观点看来，优选地是利用具有小的导磁率ρ的材料形成铁心60的至少一个表面，即所述材料可以从镍铬合金、镍铬铁合金、铁铬率合金、铜镍合金以及锰铜合金中选择。这些材料被称为电热材料。这些材料的电阻具有小的温度系数。此外，因为铁和镍是磁性材料，由这些材料制成的合金具有磁性。因此，借助于使用这些材料，可以减轻检测线圈20的大的阻抗变化。
如果铁心60具有体积大的形状并在所述体积大的形状及其表面的范围内具有小的体电阻率，则这种铁心60具有更优异的温度特性。在这种情况下，可以使用电热材料，例如镍铬合金、镍铬铁合金、铁铬率合金、铜镍合金以及锰铜合金。如果铁心60是通过冲压由这些材料制成的平板而获得的，则产生大量的未被使用的材料，这将提高所制成的铁心的成本。
为了解决上述的缺点，采取以下措施。因为这些材料作为电热丝材料可以在市场上容易得到，所以使用由镍铬合金、镍铬铁合金、铁铬率合金、铜镍合金、锰铜合金或其等效物制造的电热丝是经济的，其中把所述电热丝切割成为具有所需长度的线段，并把线段弯曲(或者拉拔)成为合适的形状。这对于防止产生工业浪费是有效的。
此外，通过在本实施例中结合第一和第二温度补偿方法可以有效地进行温度补偿。
(第三实施例)在本实施例中，说明一种用于改善输出的线性度的方法。按照第三实施例的位置传感器的结构基本上和第一、第二实施例的结构相同。因而第三实施例中和第一、第二实施例相同的元件用相同的标号表示，并省略对这些相同的元件的说明。
第一种线性度改变方法是选择用于铁心60的合适的材料，并合适地设置交流电流Iac的频率f。本发明的发明人进行了关于交流阻抗Zac的实验，其中改变和检测线圈20有关的铁心的材料，这些材料在第一实施例中列举过。图19表示使用的金属材料的一个表软磁铁、坡莫合金、电磁不锈钢、SUS430，以及铁铬，表中还示出了相应的估算的特性电阻率。在图19中，“电磁不锈钢”是一种金属，含有11％的铬，其余部分为各种金属，例如硅，锰，磷，镍和钛。所述金属被用作电磁阀和继电器磁路的磁轭。各个金属材料已经在特定的条件下进行过热处理，以便使每种金属具有其磁特性。由这些金属材料制成的各个铁心的形状彼此相同。
图20A-20E分别表示在交流电流的频率被设置为10千赫兹、30千赫兹、50千赫兹、70千赫兹和90千赫兹的情况下，各个铁心的交流阻抗Zac的线性度的实验结果。由图20A-20E显然可见，磁不锈钢(电磁不锈钢)和软铁以及纯铁相比具有所需的线性度。特别是SUS430(使用18-Cr的铁素体不锈钢)对于频率和转动角度具有所需的线性度，并具有抗腐蚀性，而且成本低廉。因而，SUS430被认为是用作位置传感器的铁心的合适的材料。可以设想，这些线性度由电阻率和导磁率以及频率特性之间的平衡确定。因为在频率不小于50千赫兹时铁铬具有所需的线性度，通过采取防锈措施，考虑到上述的电阻率的温度变化率的优点，铁铬可以是制造铁心的合适的材料，第二种线性度改善方法是采取措施抑制上述的现有技术具有的端部效应。图21A和图21B表示通过改变铁心60的构形来增加铁心60的前端部分60a或60b对交流阻抗Zac的贡献的方法。在图21A中，通过提供基本上呈直角的有台阶的部分，铁心60的前端部分60a具有比其余部分大的厚度。在图21B中，前端60b呈楔形，其具有大于铁心60的其余部分的厚度。在图21A和21B两者的情况下，前端部分(60a，或60b)具有大于铁心其余部分的厚度，这使得能够增加在缠绕的导线的螺距当中交链磁通的数量。因而，这种构形有效地有助于电感的增加。只要铁心60通过刻蚀或者金属注入模压构成，这种构形就不会导致位置传感器产生成本的增加。
图21C表示铁心60的前端部分60c由具有比铁心主体较高的导磁率的材料制成的例子。在这个例子中，因为在前端部分60c的交链磁通的数量可以增加，这种构形能够有效地有助于电感的增加。和图21A，21B的情况相比，其中铁心60的除去前端之外的部分比前端部分具有较小的厚度，这在某种程度上可能导致传感器的灵敏度变劣，图21C所示的例子没有灵敏度变劣问题。此外，因为图21C所示的铁心60具有均匀的厚度，所以铁心60在机械加工方面是稳定的(即在施加小的应力时不容易变形)。
图21D表示前端部分60d利用高导磁率的材料进行过表面处理(电镀或其等效物)的例子。图21D的例子对图21C的例子提供了一种改进，使得减少用于生产所需的时间和劳动，并且有助于定位。在图21D的例子中，可以代替电镀在前端部分60d上附着具有高导磁率的薄膜部件。
图22所示的位置传感器包括检测线圈20’，其是通过在一个空心线圈架15上绕制导线制成的，以及铁心61，其可以借助于相对于检测线圈20’沿导线的缠绕方向X位移而通过线圈架15的中空部分进出。所述位置传感器具有恒流电路(未示出)和信号处理电路(未示出)，其方式和第一实施例的类似。在第三实施例中，导线围绕检测线圈20’的相对端部分缠绕的厚度大于检测线圈20’的其余部分缠绕的厚度(即缠绕的导线的层数大于其余部分的层数)，铁心61的形状保持和常规技术中的形状相同。利用这种结构，由缠绕导线的较多的层数产生的磁通被交链，这使得即使在铁心61只通过检测线圈20’的前端部分的情况下，也能有效地增加电感。
图23A到23E表示铁心61的前端部分通过倒圆、磨圆处理或者类似处理除去其边缘的例子，以便保持铁心61不和检测线圈20’的线圈架的内壁邻接。图23B-23E表示相应于图21A到图21E(sic)的例子，其中对在图21A到图21D的各个铁心的前端部分进行了倒圆或磨圆处理。
在表示铁心60和检测线圈20的截面的图4中，铁心60通过的弯曲的线圈架22的内表面被涂覆涂层21，所述涂层通过蒸发淀积非磁材料例如铜而被获得，用于保持铁心60不和线圈架22的内壁邻接。在使用具有导电性的材料例如金属作为涂层21的材料的情况下，需要保持所述材料在其截面内不形成闭环。另外，代替应用金属蒸发淀积，线圈架22的通孔的侧表面部分可以由金属薄片制成。通过涂覆氟涂层，其提供可滑动性和防磨损，可以提供和上述相同的效果。按照这种安排，使用薄膜元件或直线元件(具体地说，无定形的)作为铁心60，并且这种铁心可以沿着弯曲的线圈架22的通孔的侧面移动或位移。这种结构在产生薄的小直径的位置传感器和改善输出的线性度方面是有效的。
除去上述之外，利用弹簧状线圈并使所述弹簧状线圈通过弯曲的线圈架22来构成检测线圈20的缠绕的导线，有助于沿铁心的转动角度方向以均匀的螺距缠绕导线。
参见图2，所示的位置传感器具有曲率校正器24，用于使弯曲的线圈架的形状恢复其原始状态。由于导线在弯曲的线圈架上施加的应力，使弯曲的线圈架变形，即弯曲的线圈架的曲率增加。曲率校正器24上形成有具有基本上和检测线圈20的曲率相同的曲率的槽。当检测线圈20沿着曲率校正器24的槽装配时，检测线圈20的径向内壁以及检测线圈20的底面和曲率校正器24接触。因而，弯曲的线圈架22的曲率的增加被校正。在图2中，壳体25配备有曲率校正器24。另外，也可以在壳体25本身形成和曲率校正器24内的槽类似的槽。
从下面的观点看来，使用具有曲率校正器24的检测线圈也是有利的。如果检测线圈没有曲率校正器，如图24所示，则需要在检测线圈20的相对端的外部在其凸缘附近提供一对保持/固定元件26，用于检测线圈20的位置保持和固定。提供保持/固定元件26限制了铁心60的行程(机械位移)。在另一方面，图2的结构中在检测线圈20的凸缘的外部没有保持/固定元件，这种结构是有利的，这是因为，铁心60的行程可以被作得较长，或者代替较长的行程，可以使相应于弯曲的线圈架22绕组部分的转动角度较宽。这两种结构都能改善线性度。
(第4实施例)下面参照图25到28说明按照第四实施例的位置传感器。本实施例的位置传感器根据失效保险(failsave)系统的理论构成，这是考虑到其被用于汽车上(例如加速踏板的位置检测)。由这个观点看来，在本实施例中的位置传感器具有这样的结构，即图2和图3所示的位置传感器的检测部分具有双层结构。具体地说，在图25和26中，提供两个具有相同曲率的检测线圈20a，20b，以及具有相同曲率的两个铁心60a，60b，所述铁心围绕可动部件23A的旋转轴线通过各自检测线圈20a，20b。检测线圈20a，20b沿着铁心60a，60b的旋转轴线同轴地叠置。和在日本未审专利公报20-186903披露的两个检测线圈设置在同一个平面上的结构相比，上述结构使得能够增加检测线圈20a，20b的绕组部分的张开角度和可动部件23A的机械转动角度。因此，这种结构能够确保获得检测线圈20a，20b的各自的阻抗Z所需线性度的转动角度θ的宽的范围。此外，因为检测线圈20a的规格和检测线圈20b的规格相同，所以可以使检测线圈20a，20b的特性基本相同，这在导线的缠绕和降低成本方面是有利的。
图27和图28所示的位置传感器包括具有大的曲率(小的曲率半径)的检测线圈20c，具有小的曲率(大的曲率半径)的检测线圈20d，具有大的曲率的，当围绕可动部件23B的旋转轴线转动时通过检测线圈20c的铁心60c，以及具有小的曲率的，当围绕可动部件23B的旋转轴线转动时通过检测线圈20d的铁心60d。检测线圈20c，20d基本上被设置在相对于铁心60c，60d的旋转轴线相同的转动角度θ的范围内，并在同一个平面上。利用这种结构，和图25、26所示的位置传感器类似，在检测线圈20c，20d上的绕组部分的张开角度以及可动部件23B的机械转动角度被增加。借以确保能够获得检测线圈20c，20d的各自的阻抗Z的所需线性度的转动角度θ的宽的范围，并且可以产生薄的位置传感器。
如本实施例所示，在装配成检测线圈20a，20b(20c，20d)之前，检测线圈20a，20b(20c，20d)可以在弯曲的线圈架22a，22b(22c，22d)上缠绕导线之后，利用树脂27(28)和弯曲的线圈架22a，22b(22c，22d)整体地模压。这种结构能够在装配时和/或在受到振动和/或冲击时防止导线断开，并保持线圈20a，20b(20c，20d)不会发生相对位移。这种结构能够防止由于在装配时引起的位置移动而在两个检测部分之间的输出发生改变。按照这种安排，因为通过整体模压把两个检测部分制成一块式单元，使得两个检测部分能够相对于可动部件23A(23B)被容易地定位，这缩短了所需的装配时间。
因为在弯曲的线圈架22a，22b(22c，22d)的变形被校正的状态下进行树脂模压，所以不需要提供用于校正在壳体25A(25B)中的弯曲的线圈架22a，22b(22c，22d)的变形的专用部件。此外，如果两个铁心60a，60b(60c，60d)被整体地用树脂模压，则这些部分没有位置移动，使得在两个检测部分之间不会由于在装配时发生的位置移动而发生特性的改变。
(第五实施例)按照本发明的第五实施例的结构和第一到第四实施例的任何一个的结构相同。因而，第五实施例中和第一到第四实施例相同的元件用相同的标号表示，并且省略对所述相同部件的说明。在本实施例中，将说明从信号处理电路40输出的位移信号Vout的安排。
在作为处理来自位置传感器的输出信号的系统中的电子控制单元(ECU)是数字电路的情况下，如果位移信号Vout是模拟信号，则重复进行反复的A/D转换和D/A转换，结果可能发生检测误差，并伴随着响应延迟。如果位移信号Vout是数字信号，则没有上述的一般关于模拟信号的问题。此外，数字信号在信号传输过程中不易受到外部噪声的影响。由这种观点看来，在本实施例中，将说明其中从信号处理电路输出的位移信号Vout是数字信号的一些例子。信号处理电路40包括信号校正电路(未示出)，其包括A/D转换电路(未示出)，用于把来自检测部分50的峰值电压V1转换成数字信号，以及校正电路，用于进行所述数字信号的数字微调。
图29A和29B表示从信号处理电路40输出的位移信号Vout的第一个例子。位移信号Vout包括输出开始信号，其脉宽T1相应于3个参考脉冲Vr的脉宽，以及脉冲信号，其在输出开始信号的输出之后经过持续时间T2被输出。持续时间T2根据位置数据而不同。ECU通过利用定时器测量输出的开始信号的脉冲宽度T1，以及直到脉冲信号出现时的时间间隔T2判断铁心60相对于检测线圈20的位置。
图30A和30B表示从信号处理电路40输出的位移信号Vout的第二个例子。位移信号Vout包括具有相应于参考脉冲Vr的3个脉宽的宽度的输出开始信号，和跟随输出开始信号的某个数量的脉冲信号。脉冲信号的数量根据位置数据而不同。ECU通过利用计数器计数跟随输出开始信号的脉冲信号的数量，判断铁心60相对于检测线圈20的位置。
图31A，31B表示从信号处理电路40输出的位移信号Vout的第三个例子。位移信号Vout由具有相应于位置数据的占空比的脉冲信号构成。所述占空比的导通和截止时间间隔分别由参考脉冲Vr的数量确定。ECU通过利用定时器测量脉冲信号的周期和宽度，判断铁心60相对于检测线圈20的位置。
如果试图使所需的数字输出的位数可靠，可以增加连接位置传感器和ECU的配线的数量。不过，按照图29A-31B所示的例子，只利用一个信号线建立所述电路的结构。此外，位移信号Vout可以由具有相应于位置数据的脉宽的脉冲信号构成。另外，如果没有关于信号线数量的约束，位移信号Vout可以由满足位置检测所需的分辨率的某个位数的数字信号构成。
(第六实施例)图32和33分别示出了按照本发明的第六实施例的位置传感器的检测线圈的截面结构和电路结构。考虑到要在汽车中使用，在第六实施例中的位置传感器具有基于失效保险控制系统的双层的检测部分。
在本实施例中的位置传感器包括检测线圈20e，20f，铁心60e，恒流电路30A，信号处理电路40a，以及信号处理电路40b。检测线圈20e，20f被分别围绕中空断开线圈架15a，15b缠绕，并且缠绕方向彼此相反。铁心60e可以沿缠绕方向相对于检测线圈20e，20f运动，并且通过线圈架15a，15b的中空部分。恒流电路30A分别向检测线圈20e，20f输出恒定电流Ida，Idb。恒定电流Ida(Idb)通过在具有给定幅值的直流电流上叠加给定频率和给定幅值的交流电流而获得。信号处理电路40a把在检测线圈20e的相对端检测的电压的峰值电压转换成表示铁心60e相对于检测线圈20e的位置数据的位移信号。在检测线圈20e的相对端检测的电压根据从恒流电路30A输出的恒定电流Idb和检测线圈20e的阻抗Za确定。信号处理电路40b把在检测线圈20f的相对端检测的电压的峰值电压转换成表示铁心60e相对于检测线圈20f的位置数据的位移信号。在检测线圈20f的相对端检测的电压根据从恒流电路30A输出的恒定电流Idb和检测线圈20f的阻抗Zb确定。
在这个实施例中，两个检测线圈20e，20f共同使用和一个结构件(未示出)相连的铁心60e。一个恒流电路30A分别向检测线圈20e，20f输出恒定电流Ida，Idb，它们分别具有给定的幅值和频率。利用这种结构，可以抑制由于提供双层检测部分而引起的成本的增加。
如果构成有源电路部分的恒流电路30A和信号处理电路40a，40b被设置在一个单片集成电路中，则可以抑制由于提供双层检测部分而导致的成本的增加，这是因为，集成电路是最贵的部件。
下面说明按照第一到第六实施例的位置传感器如何被使用的一些例子。首先，在传感器用于检测汽车的加速踏板的位置的情况下，可以获得以下的优点。因为检测的角度相当小，例如大约30度，具有彼此相同的弯曲的弯曲的线圈架可以被设置在同一个平面上，可以使检测线圈的阻抗彼此互补。此外，因为传感器被设置在汽车的室内，所以传感器的操作温度不会太高。此外，因为相对于检测的角度具有足够大的行程，所以可以利用能够获得所需线性度的行程的中间部分，而只需对铁心的材料和形状进行较小的修正。
下面说明使用传感器作为油门位置传感器的情况。在这种情况下，检测的角度大约为90度之多或更大。此外，需要保证大的机械行程。由这个观点看来，图25和图26所示的结构是合适的，其中弯曲的线圈架被彼此叠置，或者图27和图28的结构是合适的，其中具有不同的曲率的弯曲的线圈架以相同的转动角度范围被设置在同一个平面上。因为相对于转动角度具有机械行程的限制，所以需要使用例如SUS430材料制造铁心，以便容易获得线圈阻抗的线性度。因为油门位置传感器被设置在发动机室内，传感器需要满足操作温度的高的上限。由此看来，需要通过选择能够容易地获得线性度的铁心的材料，并通过向线圈提供合适的偏流，使得由于角位移而引起的温度特性的改变(温度系数)最小。
如果在工厂例如发电设备中使用所述位置传感器，则其易于受到高温的影响。由此看来，需要通过使用铁铬合金作为铁心的材料，并通过向线圈提供合适的偏流，使得由于角位移而引起的检测线圈的温度特性的改变(温度系数)最小。
应当注意，具有在位置传感器中提供一个检测部分用于检测摩托车的踏板角度的情况，以便抑制产生成本。不过，一般地说，优选地是，在用于检测汽车的踏板的角度的位置传感器中提供双层的检测部分，以确保系统的可靠性。
作为对本发明的概括，按照本发明的一个方面的位置传感器包括恒流电路，用于输出通过在具有给定的幅值的直流电流上叠加具有给定的频率和给定的幅值的而获得的恒定电流；检测部分，其包括至少一个检测线圈，所述恒定电流被提供给所述检测线圈；由磁材料制成的铁心，所述铁心沿检测线圈的轴向相对于所述检测线圈发生位移；以及信号处理电路，用于根据当提供所述恒流时从检测部分输出的电压的峰值输出表示铁心相对于检测线圈的位置数据的位移信号，其中所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比、检测部分的阻抗中的交流分量对直流分量的比、恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度特性、以及在检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性中的至少一个被以这种方式设置，使得在铁心相对于检测线圈的整个位移区内，从检测部分输出的电压的幅值的温度系数的波动范围小于在铁心相对于检测线圈的整个位移区内在给定频率下在检测部分中的阻抗的交流分量的温度系数的波动范围。
在上述实施例中，检测线圈可以根据位置传感器的用途被优选地选择。此外，检测线圈的阻抗的温度系数的相关性可以通过设置电路的常数被容易地抑制。结果，相对于位移的检测线圈的阻抗的温度系数的改变可以利用简单的电路结构被补偿。
优选地，所述铁心可以操作而通过检测线圈的绕组导线。这种结构可以减轻检测线圈的阻抗的大的改变。
优选地，在铁心的通过量小的情况下，从检测部分输出的电压的直流分量的温度系数可以接近于从检测线圈输出的电压的交流分量的温度系数。按照这种安排，可以抑制从检测线圈输出的电压的峰值的温度系数的波动范围。
优选地，所述恒流电路可以包括振荡电路，用于产生通过在具有给定幅值的直流电压上叠加具有给定频率和给定幅值的交流电压而获得的电压，以及电压-电流转换电路，用于把来自振荡电路的输出电压转换成电流，并且所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比可以通过分别设置所述直流电压和交流电压来设置。按照这种安排，所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比可以通过提供一种简单的电路结构并通过设置所述电路的常数来设置。
优选地，所述恒流电路可以包括振荡电路，用于产生通过在具有给定幅值的直流电压上叠加具有给定频率和给定幅值的交流电压而获得的电压，以及电压-电流转换电路，用于把来自振荡电路的输出电压转换成电流，并且所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度特性可以通过分别设置在振荡电路中提供的电阻的值的温度系数来设置。所述电阻确定直流电压的值。这种结构能够获得和上述类似的效果。
优选地，所述恒流电路可以包括振荡电路，用于产生通过在具有给定幅值的直流电压上叠加具有给定频率和给定幅值的交流电压而获得的电压，以及电压-电流转换电路，用于把来自振荡电路的输出电压转换成电流，并且在检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性可以通过设置交流电压的频率的温度系数来设置。
在上述的结构中，即使因为恒流电路由集成电路构成而使得电路的常数不能容易地设置，检测部分的阻抗的交流分量的温度特性也可以通过采用这样的结构被设置，其中用于确定交流电压的振荡频率的电阻和电容作为外部元件被安装，并且选择其中的电阻值和电容器的温度系数。
优选地，恒流电路可以包括直流恒流电路，用于产生具有给定幅值的直流电流，以及交流电流电路，用于输出具有给定频率和给定幅值的交流电流，并且恒定电流中的所述直流电流对所述交流电流的比、检测部分的阻抗中的交流分量对直流分量的比、恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度特性、以及在检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性中的至少一个可以通过设置直流电流的幅值的温度特性、交流电流的频率的温度特性、以及交流电流的幅值的温度特性中的至少一个来设置。按照这种安排，相对于铁心的位移检测线圈的阻抗的温度系数的改变可以通过提供一种简单的电路结构并通过设置所述电路的常数来补偿。
优选地，所述检测部分可以包括检测线圈，以及和所述检测线圈串联的并具有和铁心的位移无关的阻抗的电路元件，在对检测线圈提供恒定电流时，信号处理电路可以根据在包括检测线圈和所述电路元件的串联电路的两端检测的电压的峰值，输出表示铁心相对于检测线圈的位置数据的位移信号，并且在检测部分的阻抗的交流分量对直流分量的比、以及检测部分的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性中的至少一个，可以通过设置所述电路元件的阻抗的交流电流分量、和直流电流分量以及所述电路元件的阻抗的交流电流分量和直流电流分量的各自的温度系数中的至少一个来设置。
在上述的结构中，即使因为恒流电路由集成电路构成而使得电路的常数不能容易地设置，相对于铁心位移的检测部分的阻抗的温度系数的改变也可以利用简单的电路结构进行补偿。
优选地，所述电路元件包括电阻。按照这种安排，检测部分的阻抗可以用低的成本进行控制。
优选地，所述电路元件可以包括电感器，按照这种安排，检测部分的直流电阻和交流阻抗可以用低的成本进行控制。
优选地，恒流电路可以包括具有用于设置直流电流的幅值、交流电流的频率和幅值的电阻的集成电路，以及数字微调装置，用于设置所述电阻的值，并且恒定电流中的直流电流对交流电流的比、检测部分的阻抗中的交流分量对直流分量的比、恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度系数、以及检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度系数中的至少一个可以通过由所述数字微调装置设置所述电阻的值来设置。按照这种安排，相对于铁心的位移的检测线圈的阻抗的温度系数的改变可以利用简单的电路结构进行补偿。
优选地，所述信号处理电路可以包括整流电路和用于峰值保持所述整流电路的输出的峰值保持电路。按照这种安排，所述信号处理电路可以利用简单的电路结构构成。
优选地，所述信号处理电路可以包括一个放大器，其具有和从检测部分输出的电压峰值的温度系数的极性相反的极性的温度系数，并且所述信号处理电路可以根据所述放大器的输出来输出表示铁心相对于检测线圈的位置数据的位移信号。按照这种安排，在温度补偿之后，所述放大器的输出是一个只和铁心的位移有关的信号。因而，在温度补偿之后的位移信号可以通过只处理所述输出来获得。
优选地，从所述振荡电路产生的交流电压可以包括斩波。按照这种安排，和正弦波形相比，可以更容易地从所述振荡电路获得交流电压。
优选地，从所述交流恒流电路输出的交流电流可以包括斩波。按照这种安排，和正弦电压相比，可以从所述交流恒流电路更容易地获得交流电压。
优选地，检测线圈的绕组导线的匝数、绕组导线的螺距和向检测线圈输出的信号的频率可以被分别设置为这样的值，使得检测线圈的绕组导线的阻抗分量的温度系数等于由于铁心相对于检测线圈的位移而引起的检测线圈的阻抗分量的温度系数。按照这种安排，由于铁心相对于检测线圈的位移而引起的温度特性的改变可以通过控制在铁心不通过检测线圈的情况下的检测线圈的阻抗被抑制。
最好是，铁心可以用这样的材料制成，使得检测线圈的绕组导线的阻抗分量的温度系数等于由于铁心相对于检测线圈的位移而引起的检测线圈的阻抗分量的温度系数。这种结构使得能够获得和上述类似的效果。
最好是，对铁心进行这样的表面处理，使得检测线圈的绕组导线的阻抗分量的温度系数等于由于铁心相对于检测线圈的位移而引起的检测线圈的阻抗分量的温度系数。这种结构使得能够获得和上述类似的效果。
优选地，铁心可以具有至少由具有小的温度特性的体电阻率的材料形成的表面。这种结构对于抑制在铁心通过检测线圈的情况下的检测线圈的阻抗的温度特性的改变是有效的。
优选地，所述铁心具有至少由从以下材料中选择的材料形成的表面这些材料是镍铬合金，镍铬铁合金、镍铬铝合金、铜镍合金以及锰。按照这种安排，至少铁心的表面可以容易地利用具有小的温度系数的体电阻率的材料制造。
优选地，所述铁心可以被这样制造把电热丝切割成具有某个长度的电热丝段，并把所述电热丝段弯曲而成某个形状。这种安排对于进一步抑制在铁心通过检测线圈的情况下检测线圈的阻抗的温度系数的改变并减少制造铁心的材料的损耗是有效的。
优选地，所述电热丝可以由从以下材料中选择的材料制造这些材料是镍铬合金，镍铬铁合金、镍铬铝合金、铜镍合金以及锰。按照这种安排，通过把所需长度的电热丝段弯曲成合适的形状，可以容易地获得所述铁心。
优选地，检测线圈的绕组导线可以由从以下材料中选择的材料制造这些材料是镍铬合金，锰铜合金和铜镍合金。这种安排可以有效地抑制在铁心不通过检测线圈的情况下的检测线圈的温度特性的改变。
优选地，铁心的端部可以具有这样的厚度，使得比所述铁心的其余部分容易使磁通通过，按照这种安排，可以消除端部效应，并且可以加宽其中确保所需的输出的线性度的位移区。
优选地，铁心的端部可以具有大于铁心的其余部分的厚度。这种安排对于利用金属注入模压制造铁心是有利的。此外，这种安排对于通过把两个部件连接在一起来容易地形成所述铁心是有效的。
优选地，铁心的端部可以由具有比铁心的其余部分大的导磁率的材料制成。这种安排在保证机械稳定性方面是有利的，这是因为铁心的厚度可以被做成相同的。此外，按照这种安排，通过把两个部件连接在一起来容易地形成所述铁心。
优选地，铁心的端部可以利用具有比铁心的其余部分大的导磁率的材料进行表面处理。这种安排在确保机械稳定性方面是有利的，这是因为铁心的厚度可以被做成恒定的。此外，可以容易地产生弯曲的铁心。
优选地，铁心的端部的表面可以由通过电镀坡莫合金涂覆的电磁不锈钢制成。这种安排能够在铁心的端部和铁心的其余部分之间提供非常平衡的导磁率，以及优良的防腐蚀性能。
优选地，铁心可以具有通过倒圆除去其边沿而产生的端部。这种安排的优点在于，铁心不和线圈架的内壁邻接，这在保持不会由于所述邻接而降低线性度方面是有效的。
优选地，检测线圈呈具有预定的曲率的弯曲的形状，并且位置传感器还包括具有用于固定检测线圈和校正检测线圈的曲率改变的壳体。这种安排对于校正和防止检测线圈的曲率改变方面是有效的。
优选地，所述壳体可以通过和检测线圈的径向内部的至少一部分实现接触来校正检测线圈的曲率的改变。这种安排在可靠地校正并防止检测线圈的曲率的改变方面是有效的。
优选地，位置传感器还包括线圈架，在所述线圈架上缠绕检测线圈，并且所述检测线圈和线圈架在装配之前进行树脂模压。这种安排对于防止在装配时可能发生的导线断开和/或由于振动和/或冲击而导致的导线断开是有效的。此外，即使所述壳体没有用于校正检测线圈曲率变形的装置，这种安排对于校正和防止检测线圈的曲率的改变也是有效的，这是因为弯曲的线圈架和检测线圈在弯曲的线圈架的变形被校正的状态下进行树脂模压。
优选地，位置传感器还包括两个线圈架，在每个线圈架上缠绕着检测线圈，并且所述两个检测线圈和两个线圈架在装配之前被整体地进行树脂模压。除去上述的效果之外，这种安排能够避免两个检测线圈的位置移动以及由于在装配时两个检测线圈的位置移动而引起的两个检测部分之间的输出的改变。
优选地，检测线圈和铁心的数量可以是两个，两个铁心分别通过两个检测线圈，并且两个铁心和两个检测线圈可以被整体地树脂模压。这种安排能够获得和上述类似的效果。
优选地，检测线圈可以包括具有相同曲率的两个检测线圈部件，所述铁心可以包括具有相同曲率的两个铁心部件，所述两个铁心部件可以借助于围绕所述铁心的旋转轴线的转动分别通过两个检测线圈部件，并且两个检测线圈部件可以沿铁心的旋转轴线的方向被叠置地设置。
在上述的结构中，因为可以确保在检测线圈上的绕组部分的宽的张开角度和可动部件的宽的机械转动角度，所以可以加宽确保检测线圈的阻抗的所需的线性度的可动部件的转动角度的范围。此外，因为使两个检测线圈部件的规格彼此相同，所以可以使两个检测线圈部件的特性彼此相同，这对缠绕导线和降低产生成本是有利的。
优选地，检测线圈可以包括具有不同的曲率的两个弯曲的检测线圈部件，铁心可以包括具有不同的曲率的铁心部件，所述两个铁心部件可以借助于围绕所述铁心的旋转轴线转动分别通过所述两个检测线圈部件，并且所述两个检测线圈部件可以被设置在相对于铁心的旋转轴线彼此相同的转动角度的范围内，并且在同一个平面上。
在上述的安排中，因为可以确保在检测线圈上的绕组部分的宽的张开角和可动部件的宽的机械转动角度，所以可以加宽用于保证检测线圈的阻抗的所需线性度的可动部件的转动角度的范围。这对于产生薄的位置传感器是有效的。
优选地，所述信号处理电路可以包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括具有能够满足位置检测所需的分辨率的位数的数字信号。
上述安排对于消除上述问题是有效的。在用于处理位置传感器的输出的系统(即ECU)是数字电路的情况下，如果位置传感器的输出是模拟信号，则重复进行反复的A/D转换和D/A转换，结果，可能发生检测误差，并伴随着响应延迟。这种安排则没有这个缺点，因为位置传感器的输出是数字输出。此外，和模拟输出相比，数字信号在信号传输过程中不易受到外部噪声的影响。此外，因为位移信号包括具有满足位置检测所需的分辨率的位数的数字信号，所以ECU可以实时地读出所述数据，并且可以快速地执行处理。
优选地，信号处理电路可以包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括输出开始信号，以及在输出开始信号输出之后经过相应于位置数据的时间间隔之后输出的脉冲信号。
上述安排对于消除上述问题是有效的。在用于处理位置传感器的输出的系统(即ECU)是数字电路的情况下，如果位置传感器的输出是模拟信号，则重复进行反复的A/D转换和D/A转换，结果，可能发生检测误差，并伴随着响应延迟。这种安排则没有这个缺点，因为位置传感器的输出是数字输出。此外，和模拟输出相比，数字信号在信号传输过程中不易受到外部噪声的影响。这种安排是有利的，因为所述系统可以利用一个信号线来配置。
优选地，信号处理电路可以包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括输出开始信号，以及具有相应于位置数据的占空比的脉冲信号。所述脉冲信号在输出开始信号之后被输出。这种安排能够获得和上述类似的效果。
优选地，信号处理电路可以包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括输出开始信号，以及具有相应于位置数据的脉冲宽度的脉冲信号，所述脉冲信号在输出开始信号之后被输出。这种安排能够获得和上述类似的效果。
优选地，信号处理电路可以包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括输出开始信号，以及相应于位置数据的某个数量的脉冲信号，所述脉冲信号在输出开始信号之后被输出。这种安排能够获得和上述类似的效果。
优选地，检测线圈可以包括两个检测线圈部件，并且所述两个检测线圈部件可以共同使用和一个结构部件相连的铁心。这种安排对于抑制由于提供双层的检测部分而带来的成本的增加是有效的。
优选地，检测线圈可以包括两个检测线圈部件，并且所述恒流电路可以向所述两个检测线圈部件输出具有给定频率和固定幅值的恒定电流。这种安排对于抑制由于提供双层的检测部分而带来的成本增加也是有效的。
优选地，所述各个电路可以构成一个有源电路，并且所述有源电路可以包括单片集成电路。这种安排对于抑制由于提供双层的检测部分而带来的成本增加也是有效的。具体地说，因为集成电路是最贵的部件，由于共用所述电路，所以这种安排具有显著的优点。
工业应用如上所述，按照本发明，提供一种利用简单的电路结构能够补偿由于铁心相对于线圈的位移而引起的检测线圈的阻抗的温度系数的改变的位置传感器。本发明的位置传感器可以最佳地应用于用于检测汽车的加速踏板的角度的位置传感器，用作工厂中的例如发电设备的位置传感器，用作检测摩托车的踏板或其等效物的角度的位置传感器。
权利要求
1.一种位置传感器，包括恒流电路，用于输出恒定电流，所述恒定电流是通过在具有给定幅值的直流上叠加具有给定频率和给定幅值的交流电流而获得的；检测部分，其包括被供给所述恒定电流的至少一个检测线圈；由磁材料制成的铁心，所述铁心相对于所述检测线圈沿所述检测线圈的轴向位移；以及信号处理电路，用于根据在提供所述恒定电流时所述检测部分的输出电压的峰值输出位移信号，所述位移信号表示所述铁心相对于所述检测线圈的位置数据，其中所述恒定电流中的直流电流和交流电流的比、在所述检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比、所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度特性、以及在所述检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比温度特性中的至少一个被以这样的方式设置，使得在所述铁心相对于所述线圈的整个位移区内，从所述检测部分输出的电压的峰值的温度系数的波动范围，小于在所述给定的频率下在相对于所述检测线圈所述铁心的整个位移区内，在所述检测部分中的阻抗的交流分量的温度系数的波动范围。
2.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述铁心可以操作而通过检测线圈的绕组导线。
3.如权利要求1所述的位置传感器，其中和所述铁心的通过量最小的情况下从所述检测部分输出的电压的交流分量的温度系数相比，在所述铁心通过所述检测线圈的绕组导线的通过量最大的情况下，从所述检测部分输出的电压的直流分量的温度系数接近于接近于从检测线圈输出的电压的交流分量的温度系数。
4.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述恒流电路包括振荡电路，用于产生通过在具有给定幅值的直流电压上叠加具有给定频率和给定幅值的交流电压而获得的电压，以及电压-电流转换电路，用于把来自振荡电路的输出电压转换成电流，并且所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比可以通过分别设置所述直流电压和交流电压来设置。
5.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述恒流电路可以包括振荡电路，用于产生通过在具有给定幅值的直流电压上叠加具有给定频率和给定幅值的交流电压而获得的电压，以及电压-电流转换电路，用于把来自振荡电路的输出电压转换成电流，并且所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度特性可以通过分别设置在振荡电路中提供的电阻的值的温度系数被设置，所述电阻确定直流电压的值。
6.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述恒流电路可以包括振荡电路，用于产生通过在具有给定幅值的直流电压上叠加具有给定频率和给定幅值的交流电压而获得的电压，以及电压-电流转换电路，用于把来自振荡电路的输出电压转换成电流，并且在所述检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性可以通过设置所述交流电压的频率的温度系数来设置。
7.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述恒流电路可以包括直流恒流电路，用于输出具有给定幅值的直流电流，以及交流电流电路，用于输出具有给定频率和给定幅值的交流电流，并且所述恒定电流中的所述直流电流对所述交流电流的比、所述检测部分的阻抗中的交流分量对直流分量的比、所述恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度特性、以及在所述检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性中的至少一个可以通过设置所述直流电流的幅值的温度特性、所述交流电流的频率的温度特性、以及所述交流电流的幅值的温度特性中的至少一个来设置。
8.如权利要求1所述的位置传感器，其中，所述检测部分包括所述检测线圈，以及和所述检测线圈串联的并具有和铁心的位移无关的阻抗的电路元件，并且在对所述检测线圈提供恒定电流时，所述信号处理电路可以根据在包括检测线圈和所述电路元件的串联电路的两端检测的电压的峰值输出表示铁心相对于检测线圈的位置数据的位移信号，并且在所述检测部分的阻抗的交流分量对直流分量的比、以及所述检测部分的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性中的至少一个可以通过设置所述电路元件的阻抗的交流电流分量、和直流电流分量以及所述电路元件的阻抗的交流电流分量和直流电流分量的各自的温度系数中的至少一个来设置。
9.如权利要求8所述的位置传感器，其中所述电路元件包括电阻。
10.如权利要求8所述的位置传感器，其中所述电路元件包括电感器。
11.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述恒流电路可以包括具有用于设置直流电流的幅值、交流电流的频率和幅值的电阻的集成电路，以及数字微调装置，用于设置所述电阻的值，并且恒定电流中的直流电流对交流电流的比、检测部分的阻抗中的交流分量对直流分量的比、恒定电流中的直流电流对交流电流的比的温度系数、以及检测部分中的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度系数中的至少一个可以通过由所述数字微调装置设置所述电阻的值来设置。
12.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述信号处理电路可以包括整流电路和用于峰值保持所述所述整流电路的输出的峰值保持电路。
13.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述信号处理电路可以包括一个放大器，其具有和从检测部分输出的电压所峰值的温度系数的极性相反的极性的温度系数，并且所述信号处理电路可以根据所述放大器的输出来输出表示铁心相对于检测线圈的位置数据的位移信号。
14.如权利要求4所述的位置传感器，其中从所述振荡电路产生的交流电压包括斩波。
15.如权利要求7所述的位置传感器，其中从所述交流恒流电路输出的交流电流可以包括斩波。
16.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述检测线圈的绕组导线的匝数、绕组导线的螺距(pitch)和向检测线圈输出的信号的频率可以被分别设置为这样的值，使得检测线圈的绕组导线的阻抗分量的温度系数等于由于铁心相对于检测线圈的位移而引起的检测线圈的阻抗分量的温度系数。
17.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述铁心可以用这样的材料制成，使得检测线圈的绕组导线的阻抗分量的温度系数等于由于铁心相对于检测线圈的位移而引起的检测线圈的阻抗分量的温度系数。
18.如权利要求1所述的位置传感器，其中对铁心进行这样的表面处理，使得检测线圈的绕组导线的阻抗分量的温度系数等于由于铁心相对于检测线圈的位移而引起的检测线圈的阻抗分量的温度系数。
19.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述铁心可以具有至少由体电阻率具有小的温度特性的材料形成的表面。
20.如权利要求19所述的位置传感器，其中所述铁心具有至少由从以下材料中选择的材料形成的表面这些材料是镍铬合金，镍铬铁合金、镍铬铝合金、铜镍合金以及锰。
21.如权利要求19所述的位置传感器，其中所述铁心被这样制造把电热丝切割成具有某个长度的电热丝段，并把所述电热丝段弯曲而成某个形状。
22.如权利要求21所述的位置传感器，其中所述电热丝由从以下材料中选择的材料制造这些材料是镍铬合金，镍铬铁合金、镍铬铝合金、铜镍合金以及锰。
23.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述检测线圈的绕组导线由从以下材料中选择的材料制造这些材料是镍铬合金，锰铜合金和铜镍合金。
24.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述铁心的端部可以具有这样的厚度，使得比所述铁心的其余部分容易使磁通通过。
25.如权利要求24所述的位置传感器，其中所述铁心的端部可以具有大于铁心的其余部分的厚度。
26.如权利要求24所述的位置传感器，其中所述铁心的端部由具有比铁心的其余部分大的导磁率的材料制成。
27.如权利要求24所述的位置传感器，其中所述铁心的端部由具有比铁心的其余部分大的导磁率的材料进行表面处理。
28.如权利要求27所述的位置传感器，其中所述铁心的端部的表面可以由通过电镀坡莫合金涂覆的电磁不锈钢制成。
29.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述铁心具有通过倒圆除去其边沿而产生的端部。
30.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述检测线圈呈具有预定的曲率的弯曲的形状，并且位置传感器还包括具有用于固定检测线圈和校正检测线圈的曲率改变的壳体。
31.如权利要求30所述的位置传感器，其中所述壳体通过和检测线圈的径向内部的至少一部分实现接触来校正检测线圈的曲率的改变。
32.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述位置传感器还包括线圈架，在所述线圈架上缠绕检测线圈，并且所述检测线圈和线圈架在装配之前进行树脂模压。
33.如权利要求1所述的位置传感器，还包括两个线圈架，在每个线圈架上缠绕着检测线圈，并且所述两个检测线圈和两个线圈架在装配之前被整体地进行树脂模压。
34.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述检测线圈和铁心的数量可以是两个，两个铁心分别通过两个检测线圈，并且两个铁心和两个检测线圈可以被整体地树脂模压。
35.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述检测线圈可以包括具有相同曲率的两个检测线圈部件，所述铁心可以包括具有相同曲率的两个铁心部件，所述两个铁心部件可以借助于围绕所述铁心的旋转轴线的转动分别通过两个检测线圈部件，并且所述两个检测线圈部件可以沿铁心的旋转轴线的方向被叠置地设置。
36.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述检测线圈包括具有不同的曲率的两个弯曲的检测铁心部件，所述铁心包括具有不同曲率的两个弯曲的铁心部件，所述两个铁心部件借助于围绕所述铁心的旋转轴线转动分别通过所述两个检测线圈部件，并且所述两个检测线圈部件可以被设置在相对于铁心的旋转轴线彼此相同的转动角度的范围内，并且在同一个平面上。
37.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述信号处理电路可以包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括具有能够满足位置检测所需的分辨率的位数的数字信号。
38.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述信号处理电路可以包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括输出开始信号，以及在输出开始信号输出之后经过相应于位置数据的时间间隔之后输出的脉冲信号。
39.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述信号处理电路可以包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括输出开始信号，以及具有相应于位置数据的占空比的脉冲信号。
40.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述信号处理电路包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括输出开始信号，以及具有相应于位置数据的脉冲宽度的脉冲信号，所述脉冲信号在输出开始信号之后被输出。
41.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述信号处理电路包括信号校正电路，其具有模数转换电路，用于把检测部分输出的电压的峰值转换成数字信号，以及校正电路，用于对所述数字信号进行数字微调，并且从所述信号处理电路输出的位移信号可以包括输出开始信号，以及相应于位置数据的某个数量的脉冲信号，所述脉冲信号在输出开始信号之后被输出。
42.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述检测线圈包括两个检测线圈部件，并且所述两个检测线圈部件共同使用和一个结构部件相连的铁心。
43.如权利要求1所述的位置传感器，其中所述检测线圈包括两个检测线圈部件，并且所述恒流电路可以向所述两个检测线圈部件输出具有给定频率和固定幅值的恒定电流。
44.如权利要求43所述的位置传感器，其中所述各个电路构成一个有源电路，并且所述有源电路可以包括单片集成电路。
全文摘要
直流电流和交流电流被同时从恒流电路提供给检测线圈。直流电流对交流电流的比、检测部分的阻抗的交流分量对直流分量的比、直流电流对交流电流的比的温度特性、以及检测线圈的阻抗的交流分量对直流分量的比的温度特性中的至少一个用这种方式被设置，使得在所述铁心相对于所述线圈的整个位移区内，从所述检测部分输出的电压的峰值的温度系数的波动范围，小于在所述给定的频率下在相对于所述检测线圈所述铁心的整个位移区内，在所述检测部分中的阻抗的交流分量的温度系数的波动范围。
文档编号G01D5/22GK1464972SQ02802430
公开日2003年12月31日 申请日期2002年6月28日 优先权日2001年6月29日
发明者丹羽正久 申请人:松下电工株式会社