一种光频调制器调制延迟的数字化测量方法及装置与流程

本发明涉及一种光频调制器调制延迟的数字化测量方法及装置，属于光电测量技术领域。

背景技术：

激光测振仪是一种通用、基础性振动、冲击测量仪器，具有高精度、非接触、对被测对象无附加干扰和影响的测量仪器，有关它的计量校准一直是行业难点问题，主要因为它的激励为运动量值(位移、速度、加速度)，而所用测量原理又是通过激光多普勒效应进行，需要通过光频率变化感知物理运动，输出又是以电信号数据形式给出结果，涉及机械运动、光频控制、电子测量等不同方面。通常对其计量校准均是通过“标准振动台”激励，以“标准激光测振仪”进行量值测量，对其它激光测振仪进行计量校准，频带较窄，准确度较低，溯源存在问题。

光频调制器出现后，它以光频调控技术，对激光测振仪发出的测量光进行频率调控后反馈回激光测振仪，从而解决了激光测振仪的计量校准问题。但是光频调制器本身延迟特性的计量问题并未解决，其最大的困难在于，光频调制器本身的控制信号是射频正弦波为载波、音频正弦波为调制波形的频率调制信号，中间经过声波震动方式和光波衍射效应对穿过的光频信号产生频率调制效果，最终对穿过的激光信号产生频率调制的结果，属于集机械、电子、光学效应于一身的光、机、电系统，其中需要精确测量的部分是调制光频信号对于激励的电调制信号的延迟时间。响应与激励并非同种物理量值。

如何评价光频调制器对激励光频的调控响应延迟以及量值溯源问题，是该技术必须面临的现实问题。本发明的基本目标，即是解决光频调制器本身调制延迟的计量问题。即通过对光频调制器的调制延迟进行定量测量，将其输出的光频信号相对于输入的光频调制信号的延迟时间定量测量出来，从而为进行激光测振仪的解调延迟时间的计量溯源提供技术基础。

从本质上说，激光测振仪解调输出的正弦振动波形相对于模拟振动的正弦调制信号的延迟时间中，共包含激光测振仪解调延迟、光频调制器的调制延迟、以及正弦调频过程的电调制延迟三部分延迟，目前这些延迟时间中只有光频调制器的调制延迟和激光测振仪的解调延迟分离难度较大，通过本项发明，可获得光频调制器的调制延迟，从而为最终确定激光测振仪的解调延迟奠定基础。本发明的测量范围覆盖从纳秒级到秒级的较宽延迟范围，延迟测量准确度可优于0.1％量级。

技术实现要素：

本发明的目的是针对光频调制器本身调制延迟时间的计量及计量校准问题，提出了一种光频调制器调制延迟的数字化测量方法及装置。

本发明的核心思想为：将稳频激光器产生的激光一分为二，一路直接馈入由频率为f₀的正弦波a(t)调制的载波频率为f_c的FM信号x(t)控制的被测光频调制器，并获得返回的频率被调控的激光，另一路经移频器将频率平移f_d>f_c，然后将一分为二的两路激光合束拍频干涉；经光电探测器获得移频到无线电频率范围的外差调频信号y(t)，以高速数据采集方式同时对FM信号x(t)和光电探测器输出的外差调频信号y(t)进行波形测量，通过无延迟数字化频率解调方法从信号x(t)的测量序列中解调出调制正弦波a(t)的序列，从信号y(t)的测量序列中解调出调制正弦波a(t)的光频响应序列b(t)，最终获得被测光频调制器的光频响应b(t)对于调制信号a(t)的相位延迟用该相位延迟所对应的时间差t_ab解决被测光频调制器延迟时间的计量校准问题；若所求延迟时间差较大，则需降低调制频率f₀，以使得t_ab<1/f₀；

所述的无延迟数字化频率解调方法为一种基于正弦波四参数波形拟合的无延迟数字化解调算法实现对FM信号x(t)瞬时频率的解调，从而分别获得调制正弦波a(t)及光频响应序列b(t)，本方法可获得良好的收敛性，具有较高的测量准确度，且能实现对载波非平稳且幅度包络变化剧烈的良好自适应；

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

一种光频调制器调制延迟的数字化测量方法及装置包括一种光频调制器的测量装置以及一种光频调制器调制延迟的数字化测量方法；

其中，一种光频调制器的测量装置，简称本装置，包括稳频激光器、偏振片、λ/2波片、分光镜、移频器、反射镜、被测光频调制器、调制信号源、反射镜、半透半反镜、偏振片、光电探测器、数字示波器以及电子计算机；

一种光频调制器调制延迟的数字化测量方法，简称本方法，其步骤为：

1)由稳频激光器发出的稳频激光，经过偏振片、λ/2波片以及分光镜一分为二，一路经移频器移频f_d后，经过反射镜，穿过半透半反镜与另一路合束干涉，经过偏振片进入光电探测器接收；另一路经过反射镜、注入被测光频调制器，在被测光频调制器中，被按照调制信号源所输出的FM信号x(t)调制后输出，经过半透半反镜反射后，与前一路激光合束干涉，再经过偏振片被光电探测器接收；光电探测器输出的信号是载波频率等于移频f_d的外差调频信号y(t)；

所述的FM信号，为正弦调制信号，用公式(1)表示：

x(t)＝A_xcos(2π×f_x(t)×t+ψ_x)+D_x； (1)

其中，A_x为x(t)的幅度，f_x为x(t)的频率，ψ_x为x(t)的相位，D_x为x(t)的偏移量；

外差调频信号y(t)用公式(2)表示：

y(t)＝A_ycos(2π×f_y(t)×t+ψ_y)+D_y； (2)

其中，A_x为x(t)的幅度，f_x为x(t)的频率，ψ_x为x(t)的相位，D_x为外差调频信号y(t)的偏移量；

2)信号x(t)和y(t)经过数字示波器执行同步采集分别获得采集序列x₁,x₂,…,x_n和y₁,y₂,…,y_n；

3)经电子计算机按无延迟数字化频率解调方法分别对2)输出的信号x(t)和y(t)的采集序列进行无延迟数字化频率解调后，y(t)的采集序列y_i(i＝1,2,…,n)获得的频率解调波形序列，称为外差频率解调波形序列，记为：x(t)的采集序列x_i(i＝1,2,…,n)获得的频率解调波形序列，称为FM频率解调波形序列，记为：

令，

4)分别用四参数正弦波拟合方法对3)输出的FM频率解调波形序列和外差频率解调波形序列进行最小二乘波形拟合，具体为：

4.1)用四参数正弦波拟合方法对3)输出的FM频率解调波形序列a₁，a₂，…，a_M进行最小二乘波形拟合，其波形最小二乘拟合曲线的函数表达式如下公式(3)所示：

其中，A_a为拟合的正弦波形幅度；为拟合正弦波频率；φ_a为拟合正弦波形初始相位；D_a为拟合正弦波形直流分量；称为a(t_i)FM拟合结果，π为圆周率；

FM频率解调波形序列拟合残差均方根值如公式(4)所示：

${\mathrm{\&rho;}}_a=\sqrt{\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\&Sigma;}}{\left(a\right(t_i)-a_i)}^2}---\left(4\right)$

ρ_a为FM频率解调波形序列的拟合残差均方根值；

4.2)用四参数正弦波拟合方法对外差频率解调波形序列b₁，b₂，…，b_M进行最小二乘波形拟合，其波形最小二乘拟合曲线的函数表达式如公式(5)所示：

其中，A_b为外差频率解调波形序列拟合的正弦波形幅度；为外差频率解调波形序列拟合正弦波频率；为外差频率解调波形序列拟合的正弦波形初始相位；D_b为拟合正弦波形直流分量；b(t_i)为外差拟合结果；

外差频率解调波形序列拟合的残差均方根值为：

${\mathrm{\&rho;}}_b=\sqrt{\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\&Sigma;}}{\left(b\right(t_i)-b_i)}^2}---\left(6\right)$

其中，ρ_b为外差频率解调波形序列拟合的残差均方根值；

5)根据4)中结果计算待测量的触发延迟及对应的相位差；

其中，待测量的触发延迟，记为τ；待测量的触发延迟对应的相位差，记为具体通过公式(7)计算：

至此，从1)到5)，完成了被测光频调制器的延迟时间τ的测量过程，即

一种光频调制器调制延迟的数字化测量方法；

3)中所述的无延迟数字化频率解调方法，具体步骤如下：

a.根据被测信号的载波频率，设定采集波形的序列长度n以及采样速率v；设定原则为保证每个载波波形周期内要多于20个采样点；限定n下限值为10000；其中，所述的被测信号为调频信号波形y(t)；

b.采集a.中的被测信号，得到调频信号波形y(t)的数据采集序列，记为：y_i，i＝1,2,…,n，其中i表示同步采样序列中采样点序号；

b.采集a.中的被测信号，得到调频信号波形y(t)的数据采集序列，记为：y_i，i＝1,2,…,n，其中i表示同步采样序列中采样点序号；

c.在波形采集序列y_i前缘截取少于一个载波周期的波形段，记为：y_i，i＝1,2,…,m₁；

用电子计算机对按照4)所述过程对c.输出的调频信号波形段的序列进行正弦拟合，获得拟合正弦波的瞬时频率f₁，具体为：

c.1假设所截取波形段的被测波形近似为正弦波，其波形为

y_s(t)＝A_y sin(2πf_yt+ψ_y)+D_y (8)

其中，y_s(t)为所截取波形段的被测波形，A_y为正弦波的幅值，f_y为正弦波的频率，ψ_y为正弦波的初始相位，D_y为所截取波形段的被测波形的幅度偏移；

在波形采集序列前缘截取少于一个载波周期的波形段，

$y_s^i=y_s\left(t_i\right)=y_s\left(\right(i-1)\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;}\mathrm{\&tau;}),i=1,2,...,m_1---\left(9\right)$

其中，采样时间间隔Δτ＝1/v；

c.2电子计算机对采集序列进行正弦波形四参数拟合，获得拟合信号：

其中，y_s(i)为拟合信号，为拟合正弦波的幅度，为拟合正弦波的角频率，为拟合正弦波的初始相位，为拟合正弦波的直流分量值；

拟合频率为：

${\hat{f}}_1=\frac{{\widehat{\mathrm{\&omega;}}}_1\&CenterDot;v}{2\mathrm{\&pi;}}---\left(11\right)$

该频率为点(1+m₁)/2处的瞬时频率解调结果；

c.3正弦波形四参数拟合，具体为：

假设待估计的正弦波频率目标值为f₀，ω₀＝2πf₀/v，待估计的正弦波采样序列所含信号不足一个周期，个数为p(0<p<1)，波形占用时间长度为τ；则，f₀≤1/τ，选取另一个因子q(例如q＝1×10^-5)，使得被估计的正弦频率f₀>q/τ；因而，f₀∈[q/τ,2/τ]，具体过程如下：

c3.⑴设定拟合迭代停止条件为h_e；

h_e的取值范围为1×10^-18到1×10^-20xx；优选的h_e为1×10^-20；

c3.⑵从已知时刻t₁,t₂,...,t_m1的正弦波采集样本y₁,y₂,...,y_m1。使用计点法获得信号波形占用时间长度为τ＝(m₁-1)/v；选取因子q(例如q＝1×10^-5)，确定目标频率f₀的存在区间[q/τ,2/τ]；

c3.⑶确定迭代左边界频率：f_L＝q/τ；ω_L＝2πf_L/v；迭代右边界频率：f_R＝2/τ；ω_R＝2πf_R/v；

c3.⑷令中值频率：ω_M＝(ω_R+ω_L)/2；在左边界频率和右边界频率和中值频率上分别利用三参数拟合公式计算各自的拟合残差ρ(ω_L)、ρ(ω_M)和ρ(ω_R)；

c3.⑸判断是否ρ(ω_L)<η·ρ(ω_M)，其中，η为判据因子，取值范围为1～1.5；

若ρ(ω_L)<η·ρ(ω_M)，则令ω_R＝ρ(ω_M)，ω_L不变，重复执行⑷～⑸的过程；

c3.⑹若ρ(ω_L)≥η·ρ(ω_M)，则必有ω_R<2ω₀，确定迭代左边界频率为ω_L；迭代右边界频率ω_R；按照优选法选取中值频率：ω_M＝ω_L+0.618×(ω_R-ω_L)

和ω_T＝ω_R-0.618×(ω_R-ω_L)；

c3.⑺在ω_L上执行三参数正弦曲线拟合，获得A_L、D_L、ρ_L；在ω_R上执行三参数正弦曲线拟合，获得A_R、D_R、ρ_R；在ω_M上执行三参数正弦曲线拟合，获得A_M、D_M、ρ_M；在ω_T上执行三参数正弦曲线拟合，获得A_T、D_T、ρ_T；

c3.⑻若ρ_M<ρ_T，则ρ＝ρ_M，有ω₀∈[ω_T,ω_R]，ω_L＝ω_T，ω_T＝ω_M；ω_M＝ω_L+0.618×(ω_R-ω_L)；若ρ_M>ρ_T，则ρ＝ρ_T，有ω₀∈[ω_L,ω_M]，ω_R＝ω_M，ω_M＝ω_T；ω_T＝ω_R-0.618×(ω_R-ω_L)；

c3.⑼判定是否|(ρ_M(k)-ρ_T(k))/ρ_T(k)|＜h_e，是则停止迭代，并且，ρ＝ρ_T时，获得四参数拟合正弦曲线参数为A＝A_T、ω＝ω_T、D＝D_T、ρ，拟合过程结束；ρ＝ρ_M时，获得四参数拟合正弦曲线参数为A＝A_M、ω＝ω_M、D＝D_M、ρ，拟合过程结束；否则，重复c3.⑺～c3.⑼的过程；

d.存储输出正弦模型的瞬时频率参数为所测量的正弦模型的频率；

e.以小于周期长度(例如)对应的序列时间长度为下一段拟合序列长度m₂，序列中心位置从m₁/2处向后移动一个采样点，在新的数据段上执行c、d所述过程，获得输出正弦模型的瞬时频率

重复执行该滑动拟合过程，直至数据序列终点；

获得频率解调波形序列：为信号波形y(t)的解调波形输出；

至此，从a到e，完成了无延迟数字化频率解调方法。

有益效果

本发明提出的一种光频调制器延迟时间的测量方法及装置，与其他光频调制器测量方法与装置相比，具有如下有益效果：

1.本发明所提的一种光频调制器延迟时间的测量方法及装置使用外差式激光干涉测量装置获得被测光频调制器的输出信号波形，以高速数据采集方式同时对被测光频调制器的调制信号x(t)和被测光频调制器的输出信号y(t)进行波形测量，实现了光学量值针对电学量值的不同物理量值之间时间延迟的测量比较；

2.本发明所提的一种光频调制器延迟时间的测量方法及装置采用无延迟数字化频率解调方式，从信号x(t)的测量序列中解调出调制正弦波a(t)的序列，从信号y(t)的测量序列中解调出调制正弦波a(t)的光频响应序列b(t)，最终获得被测光频调制器的光频响应b(t)对于调制信号a(t)的相位延迟获得了比其它硬件解调方法更高的测量准确度，没有引入额外的解调延迟误差，最终用该相位延迟所对应的时间差t_ab解决被测光频调制器延迟时间的计量校准问题；

3.本发明所提的一种光频调制器延迟时间的测量方法及装置借助于高速数据采集和量化技术获取信号波形序列，使用小于一个载波周期的模型段对该信号波形进行无延迟数字化频率解调，具有较高的时间分辨力和最小的滤波效应，从而可以实现对激光频率调制信号x(t)波形和被测光频调制器的输出信号y(t)进行瞬时频率精确解调，进而解决被测光频调制器本身延迟时间的精确测量和量值溯源问题；

4.本发明所提的一种光频调制器延迟时间的测量方法使用了最小二乘最优估计方式，因而，本发明方法具有较高的测量准确度，并且具有更高的模型解调分辨力和更高的解调效率；

5.本发明所提的一种光频调制器延迟时间的测量方法及装置用滑动模型方式的调频信号解调，其时间分辨力高、算法绝对收敛、对于非平稳波形具有良好的自适应性，可以方便进行溯源校准。

附图说明

图1为本发明一种光频调制器延迟时间的测量方法及装置的装置结构示意图；

图1中标号：1-稳频激光器、2-偏振片、3-λ/2波片、4-分光镜、5-移频器、6-反射镜、7-被测光频调制器、8-调制信号源、9-反射镜、10-半透半反镜、11-偏振片、12-光电探测器、13-数字示波器、14-电子计算机。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步说明。

实施例

一种光频调制器的测量方法及装置，其结构如图1所示，包括稳频激光器1、偏振片2、λ/2波片3、分光镜4、移频器5、反射镜6、被测光频调制器7、调制信号源8、反射镜9、半透半反镜10、偏振片11、光电探测器12、数字示波器13、电子计算机14。

具体到本实施例：

首先，由稳频激光器1发出的稳频激光，经过偏振片2、λ/2波片3、分光镜4一分为二，一路经移频器5移频f_d后，经过反射镜9、穿过半透半反镜10与另一路合束干涉，经过偏振片11进入光电探测器12接收；另一路经过反射镜6、注入被测光频调制器7，在被测光频调制器7中，被按照调制信号源8所输出的正弦调制的FM信号x(t)＝A_xcos(2π×f_x(t)×t+ψ_x)+D_x调制后输出，经过半透半反镜10反射后，与前一路激光合束干涉，经过偏振片11被光电探测器12接收。光电探测器12输出的信号是载波频率等于移频f_d的频率调制信号y(t)＝A_ycos(2π×f_y(t)×t+ψ_y)+D_y；

其次，信号x(t)和y(t)经过数字示波器13执行同步采集分别获得采集序列x₁,x₂,…,x_n和y₁,y₂,…,y_n；

第三，经计算机14采用无延迟数字化频率解调算法对x(t)和y(t)分别进行无延迟数字化频率解调后，其波形y(t)测量序列y_i(i＝1,2,…,n)获得的频率解调波形序列：其波形x(t)测量序列x_i(i＝1,2,…,n)获得的频率解调波形序列：

则，

第四，用四参数正弦波拟合方法对正弦波形序列a₁,a₂,…,a_M进行最小二乘波形拟合，其波形最小二乘拟合曲线的函数表达式为：

拟合残差均方根值为：

${\mathrm{\&rho;}}_a=\sqrt{\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\&Sigma;}}{\left(a\right(t_i)-a_i)}^2}---\left(\right(13)$

其中，A_a为拟合正弦波形幅度；为拟合正弦波频率；φ_a为拟合正弦波形初始相位；D_a为拟合正弦波形直流分量；ρ_a为拟合残差均方根值；

用四参数正弦波拟合方法对正弦波形序列b₁,b₂,…,b_M进行最小二乘波形拟合，其波形最小二乘拟合曲线的函数表达式为：

拟合残差均方根值为：

${\mathrm{\&rho;}}_b=\sqrt{\frac{1}{M}\underset{i=1}{\overset{M}{\&Sigma;}}{\left(b\right(t_i)-b_i)}^2}---\left(15\right)$

其中，A_b为拟合正弦波形幅度；为拟合正弦波频率；φ_b为拟合正弦波形初始相位；D_b为拟合正弦波形直流分量；ρ_b为拟合残差均方根值；

第五，则待测量的触发延迟τ对应的相位差φ_ab可以表示为：

从而完成被测光频调制器的延迟时间τ的测量过程；

其中，无延迟数字化频率解调算法如下：

A.根据被测信号的载波频率，设定采集波形的序列长度n以及采样速率v；设定原则为保证每个载波波形周期内要多于20个采样点。限定n下限值为10000；

B.调频信号波形的数据采集序列为：y_i，i＝1,2,…,n，其中i表示同步采样序列中采样点序号；

C.在波形采集序列前缘截取少于一个载波周期的波形段，y_i，i＝1,2,…,m₁

用计算机对按照c.3所述过程对调制信号的波形段序列进行正弦拟合，获得拟合正弦波的瞬时频率f₁，具体为：

C.1假设所截取波形段的被测波形近似为正弦波，其波形为

y(t)＝A_y sin(2πf_yt+ψ_y)+D_y (17)

其中，A_y为正弦波的幅值，f_y为正弦波的频率，ψ_y为正弦波的初始相位；

在波形采集序列前缘截取少于一个载波周期的波形段，y_i，i＝1,2,…,m₁

y_i＝y(t_i)＝y((i-1)·Δτ)，i＝1,2,…,m₁ (18)

其中，采样时间间隔Δτ＝1/v；

C.2用计算机对采集序列y_i，(i＝1,2,…,m₁)，进行正弦波形四参数拟合，获得拟合信号：

其中，为拟合正弦波的幅度，为拟合正弦波的角频率，为拟合正弦波的初始相位，为拟合正弦波的直流分量值；

拟合频率为：

${\hat{f}}_1=\frac{{\widehat{\mathrm{\&omega;}}}_1\&CenterDot;v}{2\mathrm{\&pi;}}---\left(20\right)$

该频率作为点(1+m₁)/2处的瞬时频率解调结果；

C.3正弦波形四参数拟合过程

假设待估计的正弦波频率目标值为f₀，ω₀＝2πf₀/v，待估计的正弦波采样序列所含信号不足一个周期，个数为p(0<p<1)，波形占用时间长度为τ；则，f₀≤1/τ，选取另一个因子q(例如q＝1×10^-5)，使得被估计的正弦频率f₀>q/τ；因而，f₀∈[q/τ,2/τ]，有如下过程：

⑴设定拟合迭代停止条件为h_e；(可选取h_e＝1×10^-20)

⑵从已知时刻t₁,t₂,...,t_m1的正弦波采集样本y₁,y₂,...,y_m1；使用计点法获得信号波形占用时间长度为τ＝(m₁-1)/v；选取因子q(例如q＝1×10^-5)，确定目标频率f₀的存在区间[q/τ,2/τ]；

⑶确定迭代左边界频率：f_L＝q/τ；ω_L＝2πf_L/v；迭代右边界频率：f_R＝2/τ；ω_R＝2πf_R/v；

⑷令中值频率：ω_M＝(ω_R+ω_L)/2；在左边界频率和右边界频率和中值频率上分别利用三参数拟合公式计算各自的拟合残差ρ(ω_L)、ρ(ω_M)和ρ(ω_R)；

⑸判断是否ρ(ω_L)<η·ρ(ω_M)，其中，η为判据因子，取值范围为1～1.5；

若ρ(ω_L)<η·ρ(ω_M)，则令ω_R＝ρ(ω_M)，ω_L不变，重复执行⑷～⑸的过程；

⑹若ρ(ω_L)≥η·ρ(ω_M)，则必有ω_R<2ω₀，确定迭代左边界频率为ω_L；迭代右边界频率ω_R；按照优选法选取中值频率：ω_M＝ω_L+0.618×(ω_R-ω_L)和ω_T＝ω_R-0.618×(ω_R-ω_L)；

⑺在ω_L上执行三参数正弦曲线拟合，获得A_L、D_L、ρ_L；在ω_R上执行三参数正弦曲线拟合，获得A_R、D_R、ρ_R；在ω_M上执行三参数正弦曲线拟合，获得A_M、D_M、ρ_M；在ω_T上执行三参数正弦曲线拟合，获得A_T、D_T、ρ_T；

⑻若ρ_M<ρ_T，则ρ＝ρ_M，有ω₀∈[ω_T,ω_R]，ω_L＝ω_T，ω_T＝ω_M；ω_M＝ω_L+0.618×(ω_R-ω_L)；若ρ_M>ρ_T，则ρ＝ρ_T，有ω₀∈[ω_L,ω_M]，ω_R＝ω_M，ω_M＝ω_T；ω_T＝ω_R-0.618×(ω_R-ω_L)；

⑼判定是否|(ρ_M(k)-ρ_T(k))/ρ_T(k)|＜h_e，是则停止迭代，并且，ρ＝ρ_T时，获得四参数拟合正弦曲线参数为A＝A_T、ω＝ω_T、D＝D_T、ρ，拟合过程结束；ρ＝ρ_M时，获得四参数拟合正弦曲线参数为A＝A_M、ω＝ω_M、D＝D_M、ρ，拟合过程结束；否则，重复⑺～⑼的过程；

d.存储输出正弦模型的瞬时频率参数为所测量的正弦模型的频率；

e.以小于周期长度(例如)对应的序列时间长度为下一段拟合序列长度m₂，序列中心位置从m₁/2处向后移动一个采样点，在新的数据段上执行c、d所述过程，获得输出正弦模型的瞬时频率

重复执行该滑动拟合过程，直至数据序列终点；

获得频率解调波形序列：为信号波形y(t)的解调波形输出。

以上所述为本发明的较佳实施例而已，本发明不应该局限于该实施例和附图所公开的内容。凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等效或修改，均落入本发明保护的范围。